双闭环控制boost电路原理

组成线路由开关S（三极管，场效应管等）、电感L、电容C组成。

boost升压电路原理如下：BOOST升压电路我们又称为升压斩波电路，斩波意思是将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电压的大告过程称为斩波，斩波有两种方式，一种是脉宽调制方式，另一种是频率调制，频率调制这种易受干扰。BOOST升压又是DC-DC电路的一种，因为它的输出电压比输入电压高，所以又称为升压电路。现在的开关电源一般是由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成，结合各种开关电源拓扑结构，组成完整的开关电源，开关电源最主要的是开关IC，如下图是BOOST升压电路拓扑结构，主要是由电感L1、开关管Q1以及二极管D1组成。工作过程：工作过程可分为充电和放电两部分充电过程：在充电时候，开关管导通，可理解为MOS管这里相当于一根线直接将漏极D和源极连起来，那么化简原理图得到下面的电路图，这时候输入电压流过电感L1、Q1、电桥仿余容C1，随着不断充电，电感上的电流线性增加，到达一定时候电感储存了一定能量；在这过程当中，二极管D1反偏截止，由电容C2给负载提供能量，维持负载工作；放电过程：当开关管不导通时候，此时Q1相当于断敏滚开，由于电感有反向电动势作用，电感的电流不能瞬时突变，而是会缓慢的逐渐放电。由于原来的电回路已经断开，电感只能通过D1、负载、C1回路放电。也就是说电感开始给电容C2充电，加上给C2充电之前已经有C2提供电压，因此电容两端电压升高。里的电感在一个周期内有可能全部大于零，有可能等于零，全部大于零时候处于连续工作模式（CCM），等于零时候称为断续工作模式（DCM）。一般输出电容C2要足够大，这样在输出端才能保证放电时候能够保持一个持续的电流，同时二极管一般至少采用快恢复二极管。

boost升压电路是六种基本斩波电路之一，是一种开关直流升压电路，它可以使输出电压比输入电压高。主要应用于直流电动机传动、单相功率因数校正（PFC）电路及其他交直流电源中。首先，你需要了解的基本知识：电容阻碍电压变化，通高频，阻低频，通交流，阻直流；电感阻碍电流变化，通低频，阻高频，通直流，阻交流；假定那个开关（三极管或者mos管）已经断开了很长时间，所有的元件都处于理想状态，电容电压等于输入电压。下面要分充电和放电两个部分来说明这个电路。充电过程：在充电过程中，开关闭合（三极管导通），等效电路如上图，开关（三极管）处用导线代替。这时，输入电压流过电感。二极管防止电容对地放电。由于输入是直流电，所以电感上的电流以一定的比率线性增加，这个比率跟电感大小有关。随着电感电流增加，电感里储存了一些能量。放电过程：如上图，这是当开关断开（三极管截止）时的等效电路。当开关断开（三极管截止）时，由于电感的电流保持特性，流经电感的电流不会马上变为0，而是缓慢的由充电完毕时的值变为0。而原来的电路已断开，于是电感只能通过新电路放电，即电感开始给电容充电，电容两端电压升高，此时电压已经高于输入电压了。升压完毕。说起来升压过程就是一个电感的能量传递过程。充电时，电感吸收能量，放电时电感放出能量。如果电容量足够大，那么在输出端就可以在放电过程中保持一个持续的电流。如果这个通断的过程不断重复，就可以在电容两端得到高于输入电压的电压。

Boost电路损耗的主要来源包括开关管导通状态下的导通损耗、开关管关断状态下的反向恢复损耗、电感元件的电阻损耗和二极管正向压降损耗。1、开关管导通状态下的导通损耗：在开关管导通期间，开关管会存在一定的导通电阻，从而产生导通损耗。这部分损耗随着开关管的导通时间增加而增加。2、开关管关断状态下的反向恢复损耗：当开关管由导通状态转为关断状态时，会产生反向恢复电流，在此过程中开关管的反向恢复时间也会导致一定的损耗。3、电感元件的电阻损耗：电感元件本身具有一定的电阻，会导致一定的能量损失。这个损耗与电感的质量、电感的工作电流以及电感元件的导线材料有关。4、二极管正向压降损耗：在Boost电路中，二极管用作输出端的控制开关，其正向压降会导致一定的能量损耗。Boost电路是一种升压变换器，其工作原理是将低电压升高到较高电压。在电路实际应用中，由于各种原因，Boost电路必然存在着一定的损耗。

BOOST升压电路原理：BOOST升压电源是利用开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出的一种开关电源，它以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用在各行业电子设备找那个，是不可缺少的一种电源架构。Boost升压电路主要由控制IC、功率电感和mosfet基本元件组成，boost升压电路是六种基本斩波电路之一，是一种开关直流升压电路，它可以使输出电压比输入电压高。主要应用于直流电动机传动、单相功率因数校正（PFC）电路及其他交直流电源中。

影响电源效率、二极管损耗、电路的功耗等。经查询《boost电路输出电流公式，DCDCbuck电路的基本工作原理》了解到，boost电路频率大小对于电源效率、二极管损耗、电路的功耗有影响，boost电路频率的增大会降低电源效率、增加二极管损耗、增加电路的功耗。Boost电路广泛应用于开关电源、直流电机传动、光伏发电系统以及电动汽车的驱动控制等领域。

升压boost电路原理Boost电路是一种电路，它可以将输入电压提升到比输入电压更高的电压。它的原理是，当输入电压通过一个开关（通常是一个MOSFET）时，电流会流过一个电感，这会导致电感的磁场增强，从而产生一个比输入电压更高的电压。当开关关闭时，电感的磁场会放电，从而产生一个比输入电压更高的电压。

由于boost电路是DC-DC升压电路，输出的电压是需要反馈控制的。当输出电压达到设定电压后，经反馈电路控制升压振荡电路维持振荡，不再继续升高。当反馈电路出问题时（如元件老化、击穿等），振荡电路得不到输出电压的反馈信号，则判断为电压还不够，就会继续提高输出电压，而发生了输出过电压。过电压可能烧坏电路元件，也可能烧坏升压电路本身。所以对于升压型的电路，都需要输出电压保护的。

电路在开始测试时建议接一个大电阻的输出负载，原因在于输出带有电容，电容一直在储能，给电容电压一个输出。博主实测过，Buck电路空载测试没问题，但是Boost电路不要空载测试，实际电感充电时间会很小，容易击穿滤波电容。板载一个启动按键，控制PID追踪的启动和关闭，初始为关闭。按一下就能开启，再按一下就会关闭。PWM1和PWM2的接线一定要对应好，由于是高级定时器一互补输出，所以软件内部只需要给一个PWM值就能控制两路输出。PWM1和2接反会导致占空比反过来控制，比如本来20%的占空比对应输出15V，但是PWM1和2接反就会导致80%的占空比，输出电压会飙上去。先开控制器电源，再开主电路供电电压，顺序不能反。

摘要：提出了一种Boost电路软开关实现方法，即同步整流加上电感电流反向。根据两个开关管实现软开关的条件不同，提出了强管和弱管的概念，给出了满足软开关条件的设计方法。一个24V输入，40V/2.5A输出，开关频率为200kHz的同步Boost变换器样机进一步验证了上述方法的正确性，其满载效率达到了96.9％ 关键词：升压电路；软开关；同步整流 引言 轻小化是目前电源产品追求的目标。而提高开关频率可以减小电感、电容等元件的体积。但是，开关频率提高的瓶颈是器件的开关损耗，于是软开关技术就应运而生。一般，要实现比较理想的软开关效果，都需要有一个或一个以上的辅助开关为主开关创造软开关的条件，同时希望辅助开关本身也能实现软开关。 Boost电路作为一种最基本的DC/DC拓扑而广泛应用于各种电源产品中。由于Boost电路只包含一个开关，所以，要实现软开关往往要附加很多有源或无源的额外电路，增加了变换器的成本，降低了变换器的可靠性。 Boost电路除了有一个开关管外还有一个二极管。在较低压输出的场合，本身就希望用一个MOSFET来替换二极管（同步整流），从而获得比较高的效率。如果能利用这个同步开关作为主开关的辅助管，来创造软开关条件，同时本身又能实现软开关，那将是一个比较好的方案。 本文提出了一种Boost电路实现软开关的方法。该方案适用于输出电压较低的场合。 1 工作原理 图1所示的是具有两个开关管的同步Boost电路。其两个开关互补导通，中间有一定的死区防止共态导通，如图2所示。通常设计中电感上的电流为一个方向，如图2第5个波形所示。考虑到开关的结电容以及死区时间，一个周期可以分为5个阶段，各个阶段的等效电路如图3所示。下面简单描述了电感电流不改变方向的同步Boost电路的工作原理。在这种设计下，S2可以实现软开关，但是S1只能工作在硬开关状态。 1）阶段1〔t0～t1〕该阶段，S1导通，L上承受输入电压，L上的电流线性增加。在t1时刻，S1关断，该阶段结束。 2）阶段2〔t1～t2〕S1关断后，电感电流对S1的结电容进行充电，使S2的结电容进行放电，S2的漏源电压可以近似认为线性下降，直到下降到零，该阶段结束。 3）阶段3〔t2～t3〕当S2的漏源电压下降到零之后，S2的寄生二极管就导通，将S2的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S2的零电压导通创造了条件。 4）阶段4〔t3～t4〕S2的门极变为高电平，S2零电压开通。电感L上的电流又流过S2。L上承受输出电压和输入电压之差，电流线性减小，直到S2关断，该阶段结束。 5）阶段5〔t4～t5〕此时电感L上的电流方向仍然为正，所以该电流只能转移到S2的寄生二极管上，而无法对S1的结电容进行放电。因此，S1是工作在硬开关状态的。 接着S1导通，进入下一个周期。从以上的分析可以看到，S2实现了软开关，但是S1并没有实现软开关。其原因是S2关断后，电感上的电流方向是正的，无法使S1的结电容进行放电。但是，如果将L设计得足够小，让电感电流在S2关断时为负的，如图4所示，就可以对S1的结电容进行放电而实现S1的软开关了。 在这种情况下，一个周期可以分为6个阶段，各个阶段的等效电路如图5所示。其工作原理描述如下。 1）阶段1〔t0～t1〕该阶段，S1导通，L上承受输入电压，L上的电流正向线性增加，从负值变为正值。在t1时刻，S1关断，该阶段结束。 2）阶段2〔t1～t2〕S1关断后，电感电流为正，对S1的结电容进行充电，使S2的结电容放电，S2的漏源电压可以近似认为线性下降。直到S2的漏源电压下降到零，该阶段结束。 3）阶段3〔t2～t3〕当S2的漏源电压下降到零之后，S2的寄生二极管就导通，将S2的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S2的零电压导通创造了条件。 4）阶段4〔t3～t4〕S2的门极变为高电平，S2零电压开通。电感L上的电流又流过S2。L上承受输出电压和输入电压之差，电流线性?小，直到变为负值，然后S2关断，该阶段结束。 5）阶段5〔t4～t5〕此时电感L上的电流方向为负，正好可以使S1的结电容进行放电，对S2的结电容进行充电。S1的漏源电压可以近似认为线性下降。直到S1的漏源电压下降到零，该阶段结束。 6）阶段6〔t5～t6〕当S1的漏源电压下降到零之后，S1的寄生二极管就导通，将S1的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S1的零电压导通创造了条件。 接着S1在零电压条件下导通，进入下一个周期。可以看到，在这种方案下，两个开关S1和S2都可以实现软开关。 2 软开关的参数设计 以上用同步整流加电感电流反向的办法来实现Boost电路的软开关，其中两个开关实现软开关的难易程度并不相同。电感电流的峰峰值可以表示为 ΔI=(VinDT)/L （1） 式中：D为占空比； T为开关周期。 所以，电感上电流的最大值和最小值可以表示为 Imax=ΔI/2＋Io （2） Imin=ΔI/2－Io （3） 式中：Io为输出电流。 将式（1）代入式（2）和式（3）可得 Imax=(VinDT)/2L＋Io （4） Imin=(VinDT)/2L－Io （5） 从上面的原理分析中可以看到S1的软开关条件是由Imin对S2的结电容充电，使S1的结电容放电实现的；而S2的软开关条件是由Imax对S1的结电容充电，使S2的结电容放电实现的。另外，通常满载情况下|Imax| |Imin|。所以，S1和S2的软开关实现难易程度也不同，S1要比S2难得多。这里将S1称为弱管，S2称为强管。 强管S2的软开关极限条件为L和S1的结电容C1和S2的结电容C2谐振，能让C2上电压谐振到零的条件，可表示为式（6）。 将式（4）代入式（6）可得 实际上，式（7）非常容易满足，而死区时间也不可能非常大，因此，可以近似认为在死区时间内电感L上的电流保持不变，即为一个恒流源在对S2的结电容充电，使S1的结电容放电。在这种情况下的ZVS条件称为宽裕条件，表达式为式（8）。 (C2＋C1)Vo≤（VinDT/2L+Io）tdead2 （8） 式中：tdead2为S2开通前的死区时间。 同理，弱管S1的软开关宽裕条件为 (C1＋C2)Vo≤(VinDT/2L-Io)tdead1 （9） 式中：tdead1为S1开通前的死区时间。 在实际电路的设计中，强管的软开关条件非常容易实现，所以，关键是设计弱管的软开关条件。首先确定可以承受的最大死区时间，然后根据式(9)推算出电感量L。因为，在能实现软开关的前提下，L不宜太小，以免造成开关管上过大的电流有效值，从而使得开关的导通损耗过大。 3 实验结果 一个开关频率为200kHz，功率为100W的电感电流反向的同步Boost变换器进一步验证了上述软开关实现方法的正确性。 该变换器的规格和主要参数如下： 输入电压Vin24V 输出电压Vo40V 输出电流Io0～2.5A 工作频率f200kHz 主开关S1及S2IRFZ44 电感L4.5μH 图6(a)，图6（b）及图6(c)是满载（2.5A）时的实验波形。从图6(a)可以看到电感L上的电流在DT或(1－D)T时段里都会反向，也就是创造了S1软开关的条件。从图6(b)及图6(c)可以看到两个开关S1和S2都实现了ZVS。但是从电压vds的下降斜率来看S1比S2的ZVS条件要差，这就是强管和弱管的差异。 图7给出了该变换器在不同负载电流下的转换效率。最高效率达到了97.1％，满载效率为96.9％。 4 结语 本文提出了一种Boost电路软开关实现策略：同步整流加电感电流反向。在该方案下，两个开关管根据软开关条件的不同，分为强管和弱管。设计中要根据弱管的临界软开关条件来决定电感L的大小。因为实现了软开关，开关频率可以设计得比较高。电感量可以设计得很小，所需的电感体积也可以比较小（通常可以用I型磁芯）。因此，这种方案适用于高功率密度、较低输出电压的场合。麻烦采纳，谢谢!

Boost升压电路的输出电流随负载的变化而变化。如果负载减少，输出电流也会随之下降。当负载较大时，输出电流会达到额定值，负载减少时，输出电流会逐渐减少，直到负载为0时，输出电流也会下降到0。Boost升压电路是一种经典的升压电路，它的基本原理是通过将输入电压的一部分转换为更高的电压，以生成比输入电压更高的输出电压。

估计是你的开关管出问题！ 开路时瞬间峰值过压击穿了开关管！

大哥，你的电感量是多大啊。

理论电压是在个元件正常工作的条件下推导出来的，你的情况恐怕是电感磁心已经超过负荷，进入磁饱和区，无法继续增加储能，因此占空比继续提高只能空耗电能，不能转换成输出。请换用额定电流更大的电感。

解答：BOOST 升压电路的电感计算例如：已知参数：输入电压：12V --- Vi输出电压：18V ---Vo输出电流：1A --- Io输出纹波：36mV --- Vpp工作频率：100KHz --- f其他参数：电感：L 占空比：don初始电流：I1 峰值电流：I2 线圈电流：Irms输出电容：C 电流的变化：deltaI 整流管压降：Vd

肯定是选择肖特基二极管，Vf越低，损耗越小。肖特基承受最大耐压值理论上为Vout+Vf，算上实际上导通时的过冲，至少留个20%以上的余量为好。续流二极管电流至少要比最大负载电流大。此外要考虑散热，所以要根绝实际电流大小确定合适的封装。

你说的这个我不太理解

按储能计算，假设负载功率是PO，那么电感储能是PO/2，电感储能公式是LW^2/2，由此算出电感，电容的话直接用RC=3-5T即可，T是电源周期

你对BOOST电路的理解不太正确。占空比虽然动态调节，但是开关频率是固定的。实际上决定电感电容参数选取的，主要是你的振荡频率、最大负载（电流）、输出电压等级以及输出纹波要求。第一个参数是你的程序决定的，后面的参数是你的设计要求决定的。一般来说，电感的工作电流应不小于最大负载电流×安全系数（至少1.5），电感值=（Vin-Vsat）·T/Ipk；输出电容的耐压应不小于（额定输出电压+最大纹波）×安全系数（至少1.5），电容值=9·Ipk·T/Vripple。

连续指电感的电流不会减到0，就是一个有直流电流分量的脉动电流；不连续的是每个周期，电流都会减到0，可以看做没有直流分量。连续与不连续的状态与电路的设计参数有关，不如输出电流变小，可能会从连续状态降到不连续状态；电感量较小，也有可能一直都会工作在不连续状态。

在临界模式分析，根据boost电感V=L*di/dt原理，如果输入、输出电压固定了，那么占空比就确定了。如果输出功率确定了，则计算出临界时的电感量。这样电流连续模式就容易判断了，功率大了就工作于连续模式，功率小了就工作于断续模式。解答：

DCDC效率低和运用的电路和选用的材料有关电感和电容的运用有一定计算方式，与输入输出电压的变化有关目前，DCDC低压的电路效率普遍能做到90%-95%甚至到97%

Uo=Us/(1-D);D是占空比，Lo=5(Vs-Vo)VoT/(Vs*Io);Vs是输入电压，Vo是输出电压Io是输出电流额定值;对于电容，适当大一点，耐压高点就行。你的问题是很典型是负载带不起来，输出最大脉宽的时候电压还是升不上，主要是由于你的损耗太大，具体损耗来自三方面，mos管，二极管，电感，让它带负载工作一下，看看哪里热，就是哪里出了问题;其次也可以增大频率，增大电感试试。

过流说得我不是特别明白，我只能大概分析下原因，而且你现在也是在仿真不是实际调试。过流原因可能有：1：触发脉冲的占空比太大由Uo=Ui*T/Toff当触发脉冲的占空比过大时所以有启动时输出已经过压的可能从而导致负载过流。2：电感过小导致流过开关管的电流过流，电感过小时电感在开关管导通时容易饱和从而导致在开关管导通时很快进入短路状态（建议驱动频率低时电感要选择大点的）3：为达到滤波的效果升压电路后级采用的电容滤波也有可能导致过流。因为导通瞬间电容近似短路，当电容大时短路效果越明显。综述：改进方案是提高触发脉冲频率，采用软起动，电感也可调整。希望对你有所帮助

你的电感是不是饱和了，应该不是二极管的选型问题，要么提高开关频率，要么换大电感。硬之城有这个型号的 可以去看看有这方面的资料么

淘宝有卖： 单级Boost升压电路样品板，突破传统教学书10倍的输出电压极限！希望对你有帮助。

实用的boost升压电路，制约输出功率的主要因素是开关管和电感的最大耐电流。

提个建议；你的问题不清楚吗；你所谓的增益是输出电压比输入电压；或是电流比；亦或是其他，还有，输入电压电流参数；功率要求，工作频率等，也得有个范围吧

过流说得我不是特别明白，我只能大概分析下原因，而且你现在也是在仿真不是实际调试。过流原因可能有：1：触发脉冲的占空比太大由Uo=Ui*T/Toff当触发脉冲的占空比过大时所以有启动时输出已经过压的可能从而导致负载过流。2：电感过小导致流过开关管的电流过流，电感过小时电感在开关管导通时容易饱和从而导致在开关管导通时很快进入短路状态（建议驱动频率低时电感要选择大点的）3：为达到滤波的效果升压电路后级采用的电容滤波也有可能导致过流。因为导通瞬间电容近似短路，当电容大时短路效果越明显。综述：改进方案是提高触发脉冲频率，采用软起动，电感也可调整。希望对你有所帮助

Boost电路的工作原理分为充电和放电两个部分。1.充电过程在充电途中，开关闭合（三极管导通），这时，输入电压流过电感。二极管防止电容对地放电。由于输入是直流电，所以电感上的电流以一定的比率线性增加，这个比率跟电感大小有关。随着电感电流增加，电感里储存了一些能量。2.放电过程当开关断开（三极管截止）时，由于电感的电流保持特性，流经电感的电流不会马上变为0，而是缓慢的由充电完毕时的值变为0。而原来的电路已断开，于是电感只能通过新电路放电，即电感开始给电容充电，电容两端电压升高，此时电压已经高于输入电压了。升压完毕。说起来升压过程就是一个电感的能量传递过程。充电时，电感吸收能量，放电时电感放出能量。如果电容量足够大，那么在输出端就可以在放电过程中保持一个持续的电流。如果这个通断的过程不断重复，就可以在电容两端得到高于输入电压的电压。

BOOST升压电路我们又称为升压斩波电路，斩波意思是将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电压的过程称为斩波，斩波有两种方式，一种是脉宽调制方式，另一种是频率调制，频率调制这种易受干扰。BOOST升压又是DC-DC电路的一种，因为它的输出电压比输入电压高，所以又称为升压电路。现在的开关电源一般是由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成，结合各种开关电源拓扑结构，组成完整的开关电源，开关电源最主要的是开关IC，如下图是BOOST升压电路拓扑结构，主要是由电感L1、开关管Q1以及二极管D1组成工作过程：工作过程可分为充电和放电两部分充电过程：在充电时候，开关管导通，可理解为MOS管这里相当于一根线直接将漏极D和源极连起来，那么化简原理图得到下面的电路图，这时候输入电压流过电感L1、Q1、电容C1，随着不断充电，电感上的电流线性增加，到达一定时候电感储存了一定能量；在这过程当中，二极管D1反偏截止，由电容C2给负载提供能量，维持负载工作；放电过程：当开关管不导通时候，此时Q1相当于断开，由于电感有反向电动势作用，电感的电流不能瞬时突变，而是会缓慢的逐渐放电。由于原来的电回路已经断开，电感只能通过D1、负载、C1回路放电，也就是说电感开始给电容C2充电，加上给C2充电之前已经有C2提供电压，因此电容两端电压升高。这里的电感在一个周期内有可能全部大于零，有可能等于零，全部大于零时候处于连续工作模式（CCM），等于零时候称为断续工作模式（DCM）。一般输出电容C2要足够大，这样在输出端才能保证放电时候能够保持一个持续的电流，同时二极管一般至少采用快恢复二极管。

在充电过程中，开关闭合（三极管导通），等效电路如图二，开关（三极管）处用导线代替。这时，输入电压流过电感。二极管防止电容对地放电。由于输入是直流电，所以电感上的电流以一定的比率线性增加，这个比率跟电感大小有关。随着电感电流增加，电感里储存了一些能量。放电过程如图三，这是当开关断开（三极管截止）时的等效电路。当开关断开（三极管截止）时，由于电感的电流保持特性，流经电感的电流不会马上变为0，而是缓慢的由充电完毕时的值变为0。而原来的电路已断开，于是电感只能通过新电路放电，即电感开始给电容充电，电容两端电压升高，此时电压已经高于输入电压了。升压完毕。说起来升压过程就是一个电感的能量传递过程。充电时，电感吸收能量，放电时电感放出能量。如果电容量足够大，那么在输出端就可以在放电过程中保持一个持续的电流。如果这个通断的过程不断重复。就可以在电容两端得到高于输入电压的电压。

为什么问题补充：你有确定的计算公式么？网上的好乱，我试了好多次还是不行对于电容，适当大一点，耐压高点就行。你的问题是很典型是负载带不起来，

题主是否想询问“boost电路启动电流大怎么办”？增加电阻。由于BOOST电路在启动电流会比BUCK电路大一些，所以会在BUCK-BOOST电压输入端加一些缓冲类的器件，例如电阻。电阻表示导体对电流的阻碍作用的大小。

这种情况是存在的，只不过存在于电路的暂态过程中。 实际上在boost电路启动的时候，输出电压为0，而输入电压为Vin，因此此时输入电压必然高于输出电压。 此时，主管开通时，电感电压为Vin；主管关断时，电感电压为Vin-Vo>0，所以电感伏秒不平衡，电感电流增大，输入功率也增大，所以输出电压不断上升，直到满足Vin*D=(Vo-Vin)*(1-D)时达到伏秒平衡，动态结束，进入稳态(可能会有过冲)。这就可以推导出我们熟悉的boost电路增益公式Vo=Vin/(1-D)。 所以回到题主的问题，输入电压大于输出电压的时候，电路进入非稳态过程。

在临界模式分析，根据boost电感V=L*di/dt原理，如果输入、输出电压固定了，那么占空比就确定了。如果输出功率确定了，则计算出临界时的电感量。这样电流连续模式就容易判断了，功率大了就工作于连续模式，功率小了就工作于断续模式。

AA电压低,反激升压电路制约功率和效率的瓶颈在开关管,整流管,及其他损耗(含电感上).1.电感不能用磁体太小的（无法存应有的能量），线径太细的(脉冲电流大，会有线损大）.2 整流管大都用肖特基,大家一样,无特色,在输出3.3V时,整流损耗约百分之十.3 开关管,关键在这儿了,放大量要足够进饱和,导通压降一定要小,是成功的关键.总共才一伏,管子上耗多了就没电出来了,因此管压降应选最大电流时不超过0.2--0.3V,单只做不到就多只并联.......4 最大电流有多大呢?我们简单点就算1A吧,其实是不止的.由于效率低会超过1.5A,这是平均值,半周供电时为3A,实际电流波形为0至6A.所以咱建议要用两只号称5A实际3A的管子并起来才能勉强对付.5 现成的芯片都没有集成上述那么大电流的管子,所以咱建议用土电路就够对付洋电路了.以上是书本上没有直说的知识,但与书本知识可对照印证.开关管导通时，电源经由电感-开关管形成回路，电流在电感中转化为磁能贮存；开关管关断时，电感中的磁能转化为电能在电感端左负右正，此电压叠加在电源正端，经由二极管-负载形成回路，完成升压功能。既然如此，提高转换效率就要从三个方面着手：1.尽可能降低开关管导通时回路的阻抗，使电能尽可能多的转化为磁能；2.尽可能降低负载回路的阻抗，使磁能尽可能多的转化为电能，同时回路的损耗最低；3.尽可能降低控制电路的消耗，因为对于转换来说，控制电路的消耗某种意义上是浪费掉的，不能转化为负载上的能量。在高级PC用CPU上自带的升压电路这是一种集合在高级PC用CPU上的超频升压电路，在核心满载时，系统会自动提高频率，但是会增大用电量，较小的电压无法驱动，所以升压电路自动调整芯片组总线给予CPU的核心电压，以增强稳定性。这种电路一般在高等级的CPU上使用，代表作是intel i系列的睿频加速系统（Turbo Boost）

the boost converter，或者叫step-up converter，是一种开关直流升压电路，它可以使输出电压比输入电压高。

连续导电模式Boost PFC电路将是分布式电源系统中首选的前级整流环节之一。众所周知，Boost电路中快恢复二极管存在反向恢复问题，当硬开关的Boost电路工作在高频时，二极管的反向恢复电流会在电路上引起可观的能量损耗和过高的di/dt，危及开关器件的安全工作，并产生严重的电磁干扰(EMI)。 致力于快恢复二极管反向恢复电流抑制，在主开关和Boost二极管的公共节点与直流地之间并联一个由谐振电感和辅助开关串联而成的支路，用来实现主开关的零电压开关，同时抑制快恢复二极管的反向恢复电流。但是辅助开关工作在硬开关方式，因而带来了一定的开关损耗。而且辅助开关的结电容与谐振电感存在寄生振荡，引起环流损耗。通常，为了抑制寄生振荡，须在谐振电感支路中串入快恢复二极管和饱和电感，这进一步增加了电路的复杂性和成本。所以，应选取MUR型的快恢复二极管。

过流说得我不是特别明白，我只能大概分析下原因，而且你现在也是在仿真不是实际调试。过流原因可能有：1：触发脉冲的占空比太大由Uo=Ui*T/Toff当触发脉冲的占空比过大时所以有启动时输出已经过压的可能从而导致负载过流。2：电感过小导致流过开关管的电流过流，电感过小时电感在开关管导通时容易饱和从而导致在开关管导通时很快进入短路状态（建议驱动频率低时电感要选择大点的）3：为达到滤波的效果升压电路后级采用的电容滤波也有可能导致过流。因为导通瞬间电容近似短路，当电容大时短路效果越明显。综述：改进方案是提高触发脉冲频率，采用软起动，电感也可调整。希望对你有所帮助

boost电路中的mos管可用什么替代答案如下:可用pvc管意思是第一步首先是打开设置，然后进行下载更新

适当降低开关频率，加大电感两和线圈的线径，使其能储存更大能量和通过更大的电流。

二极管频率低了！换高频的！我以前修黑白电视时遇到过！

BUCK-BOOST电路是一种常用的DC/DC变换电路，其输出电压既可低于也可高于输入电压，但输出电压的极性与输入电压相反。下面我们详细讨论理想条件下，BUCK-BOOST的原理、元器件选择、设计实例以及实际应用中的注意事项。2BUCK-BOOST电路原理BUCK-BOOST电路简图图1.BUCK-BOOST电路简图 当功率管Q1闭合时，电流的流向见图2左侧图。输入端， 电感L1直接接到电源两端，此时电感电流逐渐上升。导通瞬态时di/dt很大，故此过程中主要由输入电容CIN供电。输出端，COUT依靠自身的放电为RL提供能量。 当功率管Q1关断时，电流的流向见图2右侧图。输入端VIN给输入电容充电。输出端，由于电感的电流不能突变，电感通过续流管D1给输出电容COUT及负载RL供电。 系统稳定工作后，电感伏秒守恒。Q1导通时，电感电压等于输入端电压VIN；Q1关断时，电感电压等于输出端电压VOUT。设T为周期，TON为导通时间，TOFF为关断时间，D为占空比(D=TON/T)，下同。■由电感伏秒守恒有：VIN*TON=VOUT*TOFFVIN*D*T=VOUT*(1-D)*T■由此可得：VOUT=D/(1-D)*VIND=VOUT/(VOUT VIN ) 占空比小于0.5时，输出降压；占空比大于0.5时，输出升压。以上式子只考虑电压的绝对值，未考虑输出电压的方向。 图2.BUCK-BOOST电流流向Q1闭合Q2断开3BUCK-BOOST元器件计算及各点波形(电感电流连续模式)以下均在电感电流连续模式下讨论，即CCM。首先我们先看一下各点理想情况下的波形：图3.关键元器件电压、电流波形电感L1通常ΔI可以取0.3倍的IIN IOUT，在导通时，电感的电压等于输入电压，电感感量可由下式计算：L=(D*VIN)/(0.3*FSW*(IIN IOUT ) )若按上述感量选择电感，则流过电感的峰值电流：ILPEAK=IIN IOUT u2206I/2=1.15*(IIN IOUT)实际应用应留有一定的余量，电感的电流能力通常取1.5*(IIN IOUT)以上。续流二极管D1当Q1导通时，续流二极管的阴极SW点电压为VIN，续流二极管的阳极电压为-VOUT，故D1承受的电压为：VD=|VIN| |VOUT|当Q1关断时，续流二极管续流，电流的峰值为ILPEAK，平均电流为IOUT。由于二极管在高温下漏电容易造成芯片的损坏，故通常要留有一定的余量，其中电压建议1.5倍的余量。功率管Q1当Q1关断时，SW点电压被钳位到-VOUT，故功率MOS承受的最大电压：VMOS=|VIN| |VOUT|当Q1导通时，Q1的电流峰值为ILPEAK，平均电流为IIN。输入电容输入电容纹波电流有效值可用下式计算：如果设CIN电容在MOS导通时，电压跌落不超过ΔV1，则可用下式计算最小容量：输出电容 输出电容纹波电流有效值可用下式计算： 如果设COUT电容在MOS导通时，电压跌落不超过ΔV2，则可用下式计算最小容量：4设计实例要求输入电压10～14V，输出电压-5V，输出电流1A，选取合适的芯片，并计算主要元器件参数。解决步骤计算输入电流：输出功率约5W，输入最大电流，假设80%的效率，则输入电流为5W/0.8/10V=0.625A；计算输入峰值电流：1.15*(1A 0.625A)=1.87A计算功率管、续流肖特基管峰值电压：|-5V| |14V|=29V；选择合适的芯片，可选耐压为40V左右，电流能力大于2A以上的BUCK降压芯片，此处选择XL4201；计算10V时的占空比：D=5V/(5V 10V)=0.33计算电感量：L=0.33*10V/(0.3*150KHz*(1A 0.625A))=45uH计算最小电流能力：IL=1.5*(1A 0.625A)=2.44A选用47uh/3电感；肖特基二极管耐压要大于29V，平均电流1A，峰值电流约1.87A，可选SS36；输入电容纹波电流有效值：ICINRMS=0.625A*sqrt((1-0.33)/0.33)=0.89A“sqrt”代表根号；假设输入电压最大跌落0.05V，则CIN=(1-0.33)*0.625A/(0.05V*150KHz)=56uF选用47uF电解电容；输出电容纹波电流有效值：ICOUTRMS=1A*sqrt(0.33/(1-0.33))=0.70A假设输出放电电压最大跌落0.05V，则COUT=0.33*1A/(0.05V*150KHz)=44uF选用100uF电解电容。实际电路可参考下图：图4.XL4201 BUCK-BOOST参考电路图五、注意事项1 芯片与肖特基二极管D1的耐压均要大于输入电压与输出电压绝对值之和；2 CINB与C1为芯片提供纯净电源，CINB可以选用10uF以上电容即可；3 芯片的GND引脚与输入、输出功率地不是同一属性，注意区分；4 BUCK-BOOST电路的效率要低于单纯的BUCK或BOOST电路，实际使用时要注意多留余量。*如果您喜欢这篇文章，欢迎分享到朋友圈。更多精彩请点击高压降压产品推广资料开关电源回路中续流二极管(肖特基)使用注意事项XL4XX1车充系列产品设计指南 V1.0开关电源布线规则XL7005A datasheet-ChineseXLSEMI恒流LED产品PWM调光方案简介系统带载启动异常剖析-1使用XL4301和NT6008设计的兼容Quick Charge 3.0的车载充电器XL6008正负压恒压方案简介开关电源之热设计本站仅提供存储服务，所有内容均由用户发布，如发现有害或侵权内容，请点击举报。展开剩余内容打开APP阅读全文并永久保存更多类似文章猜你喜欢

Boost电路可始终工作在输入电流连续的状态下，只要输入电感足够大，则电感上的纹波电流小到接近平滑的直流电流，因此只需加入容量较小的无感电容甚至不加电容，从而避免了加电容带来的种种弊端。同时，Boost电路非常简单，由于功率开关管一端接地，其驱动电路设计更为方便。一般，一个小型的太阳能光伏发电系统的输出电压不超过50V，而并网的电压在311V。因此，为了满足并网需要，需要在太阳能电池板与并网逆变器之间加入升压变换器。Boost变换器是输出电压高于输入电压的单管直流变换器，其电路拓扑结构如下图所示，由光伏阵列、电感L、开关管T、二极管D、电容C和负载R构成。

boost升压电路最高效率是100%。根据查询云栖社区官网显示，boost升压越低，效率越高，升压为0（直接输出24V），效率达100%。

这是一个浪涌二极管，该二极管跨接在升压电感和升压二极管两端。浪涌的二极管的作用在理论上主要为在交流输入端存在有电压尖峰浪涌时，二极管能够在输入尖峰浪涌到达时导通，利用输出的滤波电容对尖峰浪涌进行吸收，避免尖峰浪涌通过升压电感冲击到开关管，起到保护开关管的作用。参考资料：http://wenku.baidu.com/link?url=Hm1ROMYQzx4BgbzXBhizd4zgtVW8aFAol4DlP5PWTZ0rl-6kobGJ7NuSDFHWDHOANrf8uzwQrYBmIpI6LWXqKSL14tCCSbtwQ05CZudAog3

BOOST电路中电感加大。BOOST电路中电感加大会导致电容减小，电压上升，反之下降。电容过大，电压下降，但输出电流会增大（输出特性硬、电压稳定）。

如果想升压，只能用boost电路，而降压可采用buck电路或线性稳压器。实际无论是boost还是buck本质都是开关电源，都有效率高，体积小的优点。但存在着纹波大，开关噪声以及高辐射的缺点。 补充:boost电路输入电流连续，输出电流断续，使用低压侧开关;buck电路输入电流断续，输出电流连续，使用高压侧开关。

题主是否想询问“boost电路测不到开关点波形的原因”？测量设备问题和开关频率较高。1、测量设备问题：测量设备的带宽或响应速度不足以捕获高频开关波形，需要选择合适的高频测量设备。2、开关频率较高：boost电路的开关频率较高，超出了误差范围，需要使用更高频率的测量设备来获取准确的波形。