如何设计高效率大电流直流稳压电源

电源设计是指在电子系统中，将外界电源转化为所需的电压和电流的过程。它是电子系统工作的基础，对于系统的稳定和可靠性有很大的影响。电源设计可以分为AC-DC转换、DC-DC转换和直流稳压三个部分。AC-DC转换是指将交流电转化为直流电的过程。一般使用变压器将交流电压转化为高压交流电，然后使用整流电路将高压交流电转化为直流电。DC-DC转换是指将直流电的电压或电流转化为所需的电压或电流的过程。常见的DC-DC转换方式有升压、降压、变流器和开关电源。直流稳压是指将直流电的电压维持在所需的水平，使得系统能够稳定工作。直流稳压的方式有模拟稳压、数字稳压和智能稳压。电源设计还需要考虑电源的效率、功率、噪声、温升和安全性等因素。

开关电源主要有三部分组成：PWM控制模块、开关管（BJT、MOSFET、IGBT等）和滤波器（电感、电容），隔离开关电源还包括隔离变压器。当然还要考虑EMI，PFC，即功率因数校正)的设计。在小功率的电源中还存在一些线性电源，但在中、大功率的电源中，线性电源已经被开关电源所取代。随着控制芯片频率的提高和功能的增多，高速和低功耗功率开关管的研制成功，开关电源是未来电源主要的发展方向。扩展资料：注意事项：1、开关电源的输入电压可以是220V或是110V，根据电路设计合理选择输入电压档位。否则会造成开关电源的损害。2、注意分辨开关电源输出电压接线柱的地线端和零线端。并确保开关电源接地可靠。3、开关电源的金属外壳电源外壳一般与地（FG）连接，要可靠接地，以确保安全，不可误将外壳接在零线上。4、为了达到充分散热的，一般开关电源宜安装在空气对流条件较好的位置、或安装在机箱壳体上通过壳体将热传达室外出去。5、开关电源出厂以前加阻性负载进行测试，若需用在容性或感性为负载时，应事先在订货合同中加以说明。

电源设计用几通道的示波器需视情况而定的。在电源设计中，选择示波器的通道数取决于您需要监测的信号数量。电源设计中需要监测的信号包括输入电压、输出电压、电流等。因此，至少需要一个双通道示波器，以便同时监测输入电压和输出电压。然而，有些电源设计还需要监测其他信号，如开关频率、占空比等，这时候需要更多的通道。多通道示波器可以在同一时间监测多个信号，有助于提高测试效率。在选择示波器时，还需考虑示波器的带宽、采样率和存储深度等参数，以确保示波器能够满足您的测试需求。所以，电源设计用几通道的示波器需视情况而定的。

　　led由于其显著的优势被应用于各种场所，但是led使用起来做中的就是电源的设计，led电源可不像咱们平常使用的其他灯的电源那样简单，led电源的设计是有要求的，其中最主要的就是需要恒定的电流，其次还有谐波和PF值的要求，然后是高温工作，led电源的设计还对调光有一定的要求，还有为了保证led正常使用，电源的设计还需要考虑放水防尘防雷电等，可见led电源的设计是有一定的要求的，那怎样能设计出高质量而且高效率的led电源呢?让土巴兔的小编告诉你需要注意的几点。　　Led电源的设计有一些工程师会习惯性的总是想要确保led输出的电流和电压是精确度比较高的，但这真的对led电源的设计好吗?Led电源的设计需要考虑哪些因素呢?　　Led电源怎样设计能高效率高质量呢?影响因素有哪些?　　因素一：成本压力　　做什么都要考虑成本，当然led电源的设计也需要考虑成本，谁都想在最低成本的基础之上效率能达到最好，而且还不会占用很大的空间，这些也是使用led客户会考虑的，因此在设计led电源的时候需要考虑成本。当然成本不是越低越好，前提是要保证led能高效率高质量的进行。　　因素二：测量光输出　　在设计led电源的时候有些问题不能给出更准确的答案的时候设计师会做一些仿真实验来解决问题，其中需要实验得出结果的就是测量光的输出。通常情况下光的通量是和前向的电流是成正比例的，当使用的电流驱动所有的led的时候，这样每个led就会产生相同的通光量。当然对于实际上光在输出的时候产生的一定量的容差值也是需要考虑的。　　因素三：计算光输出精度　　Led电源在设计的时候对于光输出的精度是需要注意的。电流源容差的最合理目标是将其控制在LED光输出的容差范围内。因此在设计led电源的时候会使用来自不用分档的led。　　因素四：调光控制　　热量和随着时间延长而产生的性能衰减等两个重要因素会降低LED的光通量，即使电流源容差和LED光通量容差都达到0.001%也无法解决该问题。考虑到这些损耗，高质量固态照明产品设计师必须找到具有额外反馈回路的电源，也即找到热量和光源。为此需要进行调光控制，那些可以对输出电流进行线性控制和PWM控制的集成电路便成为最佳选择。　　因素五：需要光控制的应用领域　　我们最常的就是随处可见的路灯，就是一个很好的示范，路灯有严格的使用标准限值，因此在设计led电源的时候这也是需要考虑的。对于公路用路灯，欧盟国家规定了其最小和最大的光输出及照明模式。对于符合此规定并提供五年或更长使用寿命的LED路灯来说，设计时必须考虑到热量引起的即时光通量损失，以及更长时间下性能下降带来的通量损失。　　通过以上的介绍我们可以看出想要设计出高质量高效率的led电源是有很多方面需要考虑的，这也是考验设计师的时候。要想设计出高效率高质量的led电源，有些是必须要考虑的。以上就是为您介绍的全部内容，希望对你有所帮助，有更好的答案欢迎与我们分享。土巴兔在线免费为大家提供“各家装修报价、1-4家本地装修公司、3套装修设计方案”，还有装修避坑攻略！点击此链接：【https://www.to8to.com/yezhu/zxbj-cszy.php?to8to_from=seo_zhidao_m_jiare&wb】，就能免费领取哦~

电源是所有电子和电气设备的基础设备，电源可以分为很多类别，以适应其供电的各类系统。电源市场竞争日趋激烈，设计人员需要设计出比以往体积更小、更节能、更便宜的电源产品。更高的效率、更高的功率密度、更短的开发周期、更严格的行业标准和更低的成本，同样也给设计人员带来巨大挑战。

稳压电源的设计如下：(1)电源变压器：是降压变压器，它将电网220V交流电压变换成符合需要的交流电压，并送给整流电路，变压器的变比由变压器的副边电压确定。(2)整流滤波电路：整流电路将交流电压Ui变换成脉动的直流电压。再经滤波电路滤除较大的纹波成分，输出纹波较小的直流电压U1。常用的整流滤波电路有全波整流滤波、桥式整流滤波等。(3)滤波电路：可以将整流电路输出电压中的交流成分大部分加以滤除，从而得到比较平滑的直流电压各滤波电容C满足RL-C=(3~5)T/2，或中T为输入交流信号周期，RL为整流滤波电路的等效负载电阻。(4)稳压电路：稳压电路的功能是使输出的直流电压稳定，不随交流电网电压和负载的变化而变化。常用的集成稳压器有固定式三端稳压器与可调式三端稳压器。常用可调式正压集成稳压器有CW317(LM317)系列，它们的输出电压从1.25V-37伏可调，最简的电路外接元件只需一个固定电阻和一只电位器。

供电系统使用的是V交流电，而电子设备基本上都需要使用-V的直流电。为解决供电系统与用电设备的矛盾，就需要直流稳压电源，将高压交流电，变成低压直流电。将高压交流电转换成低压直流电，需要经过以下几个阶段：从高压交流电到低压交流电的变压环节，从交流电到直流电的整流环节。但此时的直流电纹波非常大，不能供给直流用电器使用。因此还需要一个滤波环节。最后，输出电压的幅值，也不应随着负载电阻的变化而变化，这就是稳幅环节。因此，作为一个直流稳压电源，需要有变压、整流、滤波，以及稳幅四个环节组成。而这些部分，都可以在实验台上直接找到，不需要使用实验板。、变压：变压器变压器位于实验台左侧，其一次侧直接与市电电源相连，不可操作。二次侧有三个抽头，当一端连接V连线时，另一端分别于V相连，即可分别得到V，以及V交流电。而交流电是没有极性的，所以变压器处的连线没有反正。变压器、整流：整流模块整流桥由四个二极管构成，如果同学们直接用四只二极管构成整流电路，则连线十分复杂，且容易出错。也由于整流电路的应用实在太广泛了，所以就出现了整流模块，位于变压器下方。只需连接交流侧与直流侧，即可完成整流部分的功能。注意整流电路的输出是直流电，是有正负之分的，要注意输出的极性。

开关电源设计步骤步骤1 确定开关电源的基本参数 ① 交流输入电压最小值umin ② 交流输入电压最大值umax ③ 电网频率Fl 开关频率f ④ 输出电压VO(V):已知 ⑤ 输出功率PO(W):已知 ⑥ 电源效率η:一般取80% ⑦ 损耗分配系数Z:Z表示次级损耗与总损耗的比值,Z=0表示全部损耗发生在初级,Z=1表示发生在次级.一般取Z=0.5 步骤2 根据输出要求,选择反馈电路的类型以及反馈电压VFB 步骤3 根据u,PO值确定输入滤波电容CIN、直流输入电压最小值VImin ① 令整流桥的响应时间tc=3ms ② 根据u,查处CIN值 ③ 得到Vimin 确定CIN,VImin值 u(V) PO(W) 比例系数(μF/W) CIN(μF) VImin(V) 固定输入:100/115 已知 2~3 (2~3)×PO ≥90 通用输入:85~265 已知 2~3 (2~3)×PO ≥90 固定输入:230±35 已知 1 PO ≥240 步骤4 根据u,确定VOR、VB ① 根据u由表查出VOR、VB值 ② 由VB值来选择TVS u(V) 初级感应电压VOR(V) 钳位二极管反向击穿电压VB(V) 固定输入:100/115 60 90 通用输入:85~265 135 200 固定输入:230±35 135 200 步骤5 根据Vimin和VOR来确定最大占空比Dmax ① 设定MOSFET的导通电压VDS(ON) ② 应在u=umin时确定Dmax值,Dmax随u升高而减小 步骤6 确定初级纹波电流IR与初级峰值电流IP的比值KRP,KRP=IR/IP u(V) KRP 最小值(连续模式) 最大值(不连续模式) 固定输入:100/115 0.4 1 通用输入:85~265 0.4 1 固定输入:230±35 0.6 1 步骤7 确定初级波形的参数 ① 输入电流的平均值IAVG ② 初级峰值电流IP ③ 初级脉动电流IR ④ 初级有效值电流IRMS 步骤8 根据电子数据表和所需IP值 选择TOPSwitch芯片 ① 考虑电流热效应会使25℃下定义的极限电流降低10%,所选芯片的极限电流最小值ILIMIT(min)应满足:0.9 ILIMIT(min)≥IP 步骤9和10 计算芯片结温Tj ① 按下式结算: Tj＝[I2RMS×RDS(ON)+1/2×CXT×(VImax+VOR) 2 f ]×Rθ+25℃ 式中CXT是漏极电路结点的等效电容,即高频变压器初级绕组分布电容 ② 如果Tj>100℃,应选功率较大的芯片 步骤11 验算IP IP=0.9ILIMIT(min) ① 输入新的KRP且从最小值开始迭代,直到KRP=1 ② 检查IP值是否符合要求 ③ 迭代KRP=1或IP=0.9ILIMIT(min) 步骤12 计算高频变压器初级电感量LP,LP单位为μH 步骤13 选择变压器所使用的磁芯和骨架,查出以下参数: ① 磁芯有效横截面积Sj(cm2),即有效磁通面积. ② 磁芯的有效磁路长度l(cm) ③ 磁芯在不留间隙时与匝数相关的等效电感AL(μH/匝2) ④ 骨架宽带b(mm) 步骤14 为初级层数d和次级绕组匝数Ns赋值 ① 开始时取d＝2(在整个迭代中使1≤d≤2) ② 取Ns=1(100V/115V交流输入),或Ns=0.6(220V或宽范围交流输入) ③ Ns=0.6×(VO+VF1) ④ 在使用公式计算时可能需要迭代 步骤15 计算初级绕组匝数Np和反馈绕组匝数NF ① 设定输出整流管正向压降VF1 ② 设定反馈电路整流管正向压降VF2 ③ 计算NP ④ 计算NF 步骤16~步骤22 设定最大磁通密度BM、初级绕组电流密度J、磁芯的气隙宽度δ,进行迭代. ① 设置安全边距M,在230V交流输入或宽范围输入时M=3mm,在110V/115V交流输入时M=1.5mm.使用三重绝缘线时M=0 ② 最大磁通密度BM=0.2~0.3T 若BM>0.3T,需增加磁芯的横截面积或增加初级匝数NP,使BM在0.2~0.3T范围之内.如BM<0.2T,就应选择尺寸较小的磁芯或减小NP值. ③ 磁芯气隙宽度δ≥0.051mm δ＝40πSJ(NP2/1000LP-1/1000AL) 要求δ≥0.051mm,若小于此值,需增大磁芯尺寸或增加NP值. ④ 初级绕组的电流密度J=(4~10)A/mm2 若J>10A/mm2,应选较粗的导线并配以较大尺寸的磁芯和骨架,使J<10A/mm2.若J<4A/mm2,宜选较细的导线和较小的磁芯骨架,使J>4A/mm2;也可适当增加NP的匝数. ⑤ 确定初级绕组最小直径(裸线)DPm(mm) ⑥ 确定初级绕组最大外径(带绝缘层)DPM(mm) ⑦ 根据初级层数d、骨架宽带b和安全边距M计算有效骨架宽带be(mm) be=d(b-2M) 然后计算初级导线外径(带绝缘层)DPM:DPM＝be/NP 步骤23 确定次级参数ISP、ISRMS、IRI、DSM、DSm ① 次级峰值电流ISP(A) ISP=IP×(NP/NS) ② 次级有效值电流ISRMS(A) ③ 输出滤波电容上的纹波电流IRI(A) ⑤ 次级导线最小直径(裸线)DSm(mm) ⑥ 次级导线最大外径(带绝缘层)DSM(mm) 步骤24 确定V(BR)S、V(BR)FB ① 次级整流管最大反向峰值电压V(BR)S V(BR)S＝VO+VImax×NS/NP ② 反馈级整流管最大反向峰值电压V(BR)FB V(BR)FB＝VFB+ VImax×NF/NP 步骤25 选择钳位二极管和阻塞二极管 步骤26 选择输出整流管 步骤27 利用步骤23得到的IRI,选择输出滤波电容COUT ① 滤波电容COUT在105℃、100KHZ时的纹波电流应≥IRI ② 要选择等效串连电阻r0很低的电解电容 ③ 为减少大电流输出时的纹波电流IRI,可将几只滤波电容并联使用,以降低电容的r0值和等效电感L0 ④ COUT的容量与最大输出电流IOM有关 步骤28~29 当输出端的纹波电压超过规定值时,应再增加一级LC滤波器 ① 滤波电感L=2.2~4.7μH.当IOM<1A时可采用非晶合金磁性材料制成的磁珠;大电流时应选用磁环绕制成的扼流圈. ② 为减小L上的压降,宜选较大的滤波电感或增大线径.通常L=3.3μH ③ 滤波电容C取120μF /35V,要求r0很小 步骤30 选择反馈电路中的整流管 步骤31 选择反馈滤波电容 反馈滤波电容应取0.1μF /50V陶瓷电容器 步骤32 选择控制端电容及串连电阻 控制端电容一般取47μF /10V,采用普通电解电容即可.与之相串连的电阻可选6.2Ω、1/4W,在不连续模式下可省掉此电阻. 步骤33选定反馈电路 步骤34选择输入整流桥 ① 整流桥的反向击穿电压VBR≥1.25√2 umax ② 设输入有效值电流为IRMS,整流桥额定有效值电流为IBR,使IBR≥2IRMS.计算IRMS公式如下: cosθ为开关电源功率因数,一般为0.5~0.7,可取cosθ＝0.5 步骤35 设计完毕 在所有的相关参数中,只有3个参数需要在设计过程中进行检查并核对是否在允许的范围之内.它们是最大磁通密度BM(要求BM=0.2T~0.3T)、磁芯的气隙宽度δ(要求δ≥0.051mm)、初级电流密度J(规定J=4~10A/mm2).这3个参数在设计的每一步都要检查,确保其在允许的范围之内.

作为学生，这个作业是稍微看看书就轻松解决的问题。拿到网上征求答案，实在是不该啊。

双电源仅针对小区的电梯等二级负荷，居民负荷是没有双电源的。

本文将就开关电源设计中如何正确的选择工作频率分享设计技巧。为您的电源选择正确的工作频率为您的电源选择最佳的工作频率是一个复杂的权衡过程，其中包括尺寸、效率以及成本。通常来说，低频率设计往往是最为高效的，但是其尺寸最大且成本也最高。虽然调高频率可以缩小尺寸并降低成本，但会增加电路损耗。接下来，我们使用一款简单的降压电源来描述这些权衡过程。我们以滤波器组件作为开始。这些组件占据了电源体积的大部分，同时滤波器的尺寸同工作频率成反比关系。另一方面，每一次开关转换都会伴有能量损耗；工作频率越高，开关损耗就越高，同时效率也就越低；其次，较高的频率运行通常意味着可以使用较小的组件值。因此，更高频率运行能够带来极大的成本节约。图1.1显示的是降压电源频率与体积的关系。频率为100kHz时，电感占据了电源体积的大部分(深蓝色区域)。如果我们假设电感体积与其能量相关，那么其体积缩小将与频率成正比例关系。由于某种频率下电感的磁芯损耗会极大增高并限制尺寸的进一步缩小，因此在此情况下上述假设就不容乐观了。如果该设计使用陶瓷电容，那么输出电容体积(褐色区域)便会随频率缩小，即所需电容降低。另一方面，之所以通常会选用输入电容，是因为其具有纹波电流额定值。该额定值不会随频率而明显变化，因此其体积(黄色区域)往往可以保持恒定。另外，电源的半导体部分不会随频率而变化。这样，由于低频开关，无源器件会占据电源体积的大部分。当我们转到高工作频率时，半导体(即半导体体积，淡蓝色区域)开始占据较大的空间比例。该曲线图显示半导体体积本质上并未随频率而变化，而这一关系可能过于简单化。与半导体相关的损耗主要有两类：传导损耗和开关损耗。同步降压转换器中的传导损耗与MOSFET的裸片面积成反比关系。MOSFET面积越大，其电阻和传导损耗就越低。开关损耗与MOSFET开关的速度以及MOSFET具有多少输入和输出电容有关。这些都与器件尺寸的大小相关。大体积器件具有较慢的开关速度以及更多的电容。图1.2显示了两种不同工作频率(F)的关系。传导损耗(Pcon)与工作频率无关，而开关损耗(PswF1和PswF2)与工作频率成正比例关系。因此更高的工作频率(PswF2)会产生更高的开关损耗。当开关损耗和传导损耗相等时，每种工作频率的总损耗最低。另外，随着工作频率提高，总损耗将更高。但是，在更高的工作频率下，最佳裸片面积较小，从而带来成本节约。实际上，在低频率下，通过调整裸片面积来最小化损耗会带来极高成本的设计。但是，转到更高工作频率后，我们就可以优化裸片面积来降低损耗，从而缩小电源的半导体体积。这样做的缺点是：如果我们不改进半导体技术，那么电源效率将会降低。如前所述，更高的工作频率可缩小电感体积，所需的内层芯板会减少。更高频率还可降低对于输出电容的要求。有了陶瓷电容，我们就可以使用更低的电容值或更少的电容。这有助于缩小半导体裸片面积，进而降低成本。

先是收集整理资料吧

首先从开关电源的设计及生产工艺开始描述吧，先说说印制板的设计。开关电源工作在高频率，高脉冲状态，属于模拟电路中的一个比较特殊种类。布板时须遵循高频电路布线原则。 1、布局： 脉冲电压连线尽可能短，其中输入开关管到变压器连线，输出变压器到整流管连接线。脉冲电流环路尽可能小如输入滤波电容正到变压器到开关管返回电容负。输出部分变压器出端到整流管到输出电感到输出电容返回变压器电路中X电容要尽量接 近开关电源输入端，输入线应避免与其他电路平行，应避开。Y电容应放置在机壳接地端子或FG连接端。共摸电感应与变压器保持一定距离，以避免磁偶合。如不好处理可在共摸电感与变压器间加一屏蔽，以上几项对开关电 源的EMC性能影响较大。 输出电容一般可采用两只一只靠近整流管另一只应靠近输出端子，可影响电源输出纹波指标，两只小容量电容并联效果应优于用一只大容量电容。发热器件要和电解电容保持一定距离，以延长整机寿命，电解电容是开关电源寿命的瓶劲，如变压器、功率管、大功率电阻要和电解保持距离，电解之间也须留出散热空间，条件允许 可将其放置在进风口。 控制部分要注意：高阻抗弱信号电路连线要尽量短如取样反馈环路，在处理时要尽量避免其受干扰、电流取样信号电路，特别是电流控制型电路，处理不好易出现一些想不到的意外，其中有一些技巧，现以3843电路举例见图(1)图一效果要好于图二，图二在满载时用示波器观测电流波形上明显叠加尖刺，由于干扰限流点比设计值偏低，图一则没有这种现象、还有开关管驱动信号电路，开关管驱动电阻要靠近开关管，可提高开关管工作可靠性，这和功率MOSFET高直流阻抗电压驱动特性有关。 下面谈一谈印制板布线的一些原则。 线间距： 随着印制线路板制造工艺的不断完善和提高，一般加工厂制造出线间距等于甚至小于0.1mm已经不存在什么问题，完全能够满足大多数应用场合。考虑到开关电源所采用的元器件及生产工艺，一般双面板最小线间距设为0.3mm，单面板最小线间距设为0.5mm，焊盘与焊盘、焊盘与过孔或过孔与过孔，最小 间距设为0.5mm，可避免在焊接操作过程中出现“桥接”现象。，这样大多数制板厂都能够很轻松满足生产要求，并可以把成品率控制得非常高，亦可实现合理的布线密度及有一个较经济的成本。 最小线间距只适合信号控制电路和电压低于63V的低压电路，当线间电压大于该值时一般可按照500V/1mm经验值取线间距。 鉴于有一些相关标准对线间距有较明确的规定，则要严格按照标准执行，如交流入口端至熔断器端连线。某些电源对体积要求很高，如模块电源。一般变压器输入侧线间距为1mm实践证明是可行的。对交流输入，(隔离)直流输出的电源产品，比较严格的规定为安全间距要大于等于6mm，当然这由相关的标准及执行方法 确定。一般安全间距可由反馈光耦两侧距离作为参考，原则大于等于这个距离。也可在光耦下面印制板上开槽，使爬电距离加大以满足绝缘要求。一般开关电源交流输入侧走线或板上元件距非绝缘的外壳、散热器间距要大于5mm，输出侧走线或器件距外壳或散热器间距要大于2mm,或严格按照安全规范执行。 常用方法： 上文提到的线路板开槽的方法适用于一些间距不够的场合，顺便提一下，该法也常用来作为保护放电间隙，常见于电视机显象管尾板和电源交流输入处。该法在模块电源中得到了广泛的应用，在灌封的条件下可获得很好的效果。 方法二： 垫绝缘纸，可采用青壳纸、聚脂膜、聚四氟乙烯定向膜等绝缘材料。一般通用电源用青壳纸或聚脂膜垫在线路板于金属机壳间，这种材料有机械强度高，有有一定抗潮湿的能力。聚四氟乙烯定向膜由于具有耐高温的特性在模块电源中得到广泛的应用。在元件和周围导体间也可垫绝缘薄膜来提高绝缘抗电性能。 注意：某些器件绝缘被覆套不能用来作为绝缘介质而减小安全间距，如电解电容的外皮，在高温条件下，该外皮有可能受热收缩。大电解防爆槽前端要留出空间，以确保电解电容在非常情况时能无阻碍地泻压. 谈一谈印制板铜皮走线的一些事项： 走线电流密度： 现在多数电子线路采用绝缘板缚铜构成。常用线路板铜皮厚度为35μm，走线可按照1A/mm经验值取电流密度值，具体计算可参见教科书。为保证走线机械强度原则线宽应大于或等于0.3mm(其他非电源线路板可能最小线宽会小一些)。铜皮厚度为70μm线路板也常见于开关电源，那么电流密度可更高些。 补充一点，现常用线路板设计工具软件一般都有设计规范项，如线宽、线间距，旱盘过孔尺寸等参数都可以进行设定。在设计线路板时，设计软件可自动按照规范执行，可节省许多时间，减少部分工作量，降低出错率。 一般对可靠性要求比较高的线路或布线线密度大可采用双面板。其特点是成本适中，可靠性高，能满足大多数应用场合。 模块电源行列也有部分产品采用多层板，主要便于集成变压器电感等功率器件，优化接线、功率管散热等。具有工艺美观一致性好，变压器散热好的优点，但其缺点是成本较高，灵活性较差，仅适合于工业化大规模生产。 单面板，市场流通通用开关电源几乎都采用了单面线路板，其具有低成本的优势，在设计，及生产工艺上采取一些措施亦可确保其性能。 谈谈单面印制板设计的一些体会，由于单面板具有成本低廉，易于制造的特点，在开关电源线路中得到广泛应用，由于其只有一面缚铜，器件的电器连接，机械固定都要依靠那层铜皮，在处理时必须小心。 为保证良好的焊接机械结构性能，单面板焊盘应稍微大一些，以确保铜皮和基板的良好缚着力，而不至于受到震动时铜皮剥离、断脱。一般焊环宽度应大于0.3mm。焊盘孔直径应略大于器件引脚直径，但不宜过大，保证管脚与焊盘间由焊锡连接距离最短，盘孔大小以不妨碍正常查件为度，焊盘孔直径一般大于管脚直径0.1-0.2mm。多引脚器件为保证顺利查件，也可更大一些。 电气连线应尽量宽，原则宽度应大于焊盘直径，特殊情况应在连线于与焊盘交汇必须将线加宽(俗称生成泪滴)，避免在某些条件线与焊盘断裂。原则最小线宽应大于0.5mm。 单面板上元器件应紧贴线路板。需要架空散热的器件，要在器件与线路板之间的管脚上加套管，可起到支撑器件和增加绝缘的双重作用，要最大限度减少或避免外力冲击对焊盘与管脚连接处造成的影响，增强焊接的牢固性。线路板上重量较大的部件可增加支撑连接点，可加强与线路板间连接强度，如变压器，功率器件散热器。 单面板焊接面引脚在不影响与外壳间距的前题条件下，可留得长一些，其优点是可增 加焊接部位的强度，加大焊接面积、有虚焊现象可即时发现。引脚长剪腿时，焊接部位受力较小。在台湾、日本常采用把器件引脚在焊接面弯成与线路板成45度 角，然后再焊接的工艺，的其道理同上。今天谈一谈双面板设计中的一些事项，在一 些要求比较高，或走线密度比较大的应用环境中采用双面印制板，其性能及各方面指标要比单面板好很多。 双面板焊盘由于孔已作金属化处理强度较高，焊环可比单面板小一些，焊盘孔孔径可 比管脚直径略微大一些，因为在焊接过程中有利于焊锡溶液通过焊孔渗透到顶层焊盘，以增加焊接可靠性。但是有一个弊端，如果孔过大，波峰焊时在射流锡冲击下部分器件可能上浮，产生一些缺陷。 大电流走线的处理，线宽可按照前帖处理，如宽度不够，一般可采用在走线上镀锡增加厚度进行解决，其方法有好多种 1， 将走线设置成焊盘属性，这样在线路板制造时该走线不会被阻焊剂覆盖，热风整平时会被镀上锡。 2， 在布线处放置焊盘，将该焊盘设置成需要走线的形状，要注意把焊盘孔设置为零。 3， 在阻焊层放置线，此方法最灵活，但不是所有线路板生产商都会明白你的意图，需用文字说明。在阻焊层放置线的部位会不涂阻焊剂。 线路镀锡的几种方法如上，要注意的是，如果很宽的的走线全部镀上锡，在焊接以后，会粘接大量焊锡，并且分布很不均匀，影响美观。一般可采用细长条镀锡宽度在1~1.5mm，长度可根据线路来确定，镀锡部分间隔0.5~1mm双面线路板为布局、走线提供了很大的选择性，可使布线更趋于合理。关于接地，功率地与信号地一定要分开，两个地可在滤波电容处汇合，以避免大脉冲电流通过信号地连线而导致出现不稳定的意外因素，信号控制回路尽量采用一点接地法，有一个技巧，尽量把非接地的走线放置在同一布线层，最后在另外一层铺地线。输出 线一般先经过滤波电容处，再到负载，输入线也必须先通过电容，再到变压器，理论依据是让纹波电流都通过旅滤波电容。 电压反馈取样，为避免大电流通过走线的影响，反馈电压的取样点一定要放在电源输出最末梢，以提高整机负载效应指标。 走线从一个布线层变到另外一个布线层一般用过孔连通，不宜通过器件管脚焊盘实现，因为在插装器件时有可能破坏这种连接关系，还有在每1A电流通过时，至少应有2个过孔，过孔孔径原则要大于0.5mm，一般0.8mm可确保加工可靠性。 器件散热，在一些小功率电源中，线路板走线也可兼散热功能，其特点是走线尽量宽大，以增加散热面积，并不涂阻焊剂，有条件可均匀放置过孔，增强导热性能。 谈谈铝基板在开关电源中的应用和多层印制板在开关电源电路中的应用。 铝基板由其本身构造，具有以下特点：导热性能非常优良、单面缚铜、器件只能放置在缚铜面、不能开电器连线孔所以不能按照单面板那样放置跳线。 铝基板上一般都放置贴片器件，开关管，输出整流管通过基板把热量传导出去，热阻很低，可取得较高可靠性。变压器采用平面贴片结构，也可通过基板散热，其温升比常规要低，同样规格变压器采用铝基板结构可得到较大的输出功率。铝基板跳线可以采用搭桥的方式处理。铝基板电源一般由由两块印制板组成，另外一块板放 置控制电路，两块板之间通过物理连接合成一体。 由于铝基板优良的导热性，在小量手工焊接时比较困难，焊料冷却过快，容易出现问题现有一个简单实用的方法，将一个烫衣服的普通电熨斗(最好有调温功能)，翻过来，熨烫面向上，固定好，温度调到150℃左右，把铝基板放在熨斗上面，加温一段时间，然后按照常规方法将元件贴上并焊接，熨斗温度以器件易于焊接为宜，太高有可能时器件损坏，甚至铝基板铜皮剥离，温度太低焊接效果不好，要灵活掌握。 最近几年，随着多层线路板在开关电源电路中应用，使得印制线路变压器成为可能，由于多层板，层间距较小，也可以充分利用变压器窗口截面，可在主线路板上再加一到两片由多层板组成的印制线圈达到利用窗口，降低线路电流密度的目的，由于采用印制线圈，减少了人工干预，变压器一致性好，平面结构，漏感低，偶合 好。开启式磁芯，良好的散热条件。由于其具有诸多的优势，有利于大批量生产，所以得到广泛的应用。但研制开发初期投入较大，不适合小规模生。 开关电源分为，隔离与非隔离两种形式，在这里主要谈一谈隔离式开关电源的拓扑形式，在下文中，非特别说明，均指隔离电源。隔离电源按照结构形式不同，可分为两大类：正激式和反激式。反激式指在变压器原边导通时副边截止，变压器储能。原边截止时，副边导通，能量释放到负载的工作状态，一般常规反激式电源单管 多，双管的不常见。正激式指在变压器原边导通同时副边感应出对应电压输出到负载，能量通过变压器直接传递。按规格又可分为常规正激，包括单管正激，双管正激。半桥、桥式电路都属于正激电路。 正激和反激电路各有其特点，在设计电路的过程中为达到最优性价比，可以灵活运用。一般在小功率场合可选用反激式。稍微大一些可采用单管正激电路，中等功率可采用双管正激电路或半桥电路，低电压时采用推挽电路，与半桥工作状态相同。大功率输出，一般采用桥式电路，低压也可采用推挽电路。 反激式电源因其结构简单，省掉了一个和变压器体积大小差不多的电感，而在中小功率电源中得到广泛的应用。在有些介绍中讲到反激式电源功率只能做到几十瓦，输出功率超过100瓦就没有优势，实现起来有难度。本人认为一般情况下是这样的，但也不能一概而论，PI公司的TOP芯片就可做到300瓦，有文章介绍反激电源可做到上千瓦，但没见过实物。输出功率大小与输出电压高低有关。 反激电源变压器漏感是一个非常关键的参数，由于反激电源需要变压器储存能量，要 使变压器铁芯得到充分利用，一般都要在磁路中开气隙，其目的是改变铁芯磁滞回线的斜率，使变压器能够承受大的脉冲电流冲击，而不至于铁芯进入饱和非线形状态，磁路中气隙处于高磁阻状态，在磁路中产生漏磁远大于完全闭合磁路。 变压器初次极间的偶合，也是确定漏感的关键因素，要尽量使初次极线圈靠近，可采用三明治绕法，但这样会使变压器分布电容增大。选用铁芯尽量用窗口比较长的磁芯，可减小漏感，如用EE、EF、EER、PQ型磁芯效果要比EI型的好。 关于反激电源的占空比，原则上反激电源的最大占空比应该小于0.5，否则环路不容易补偿，有可能不稳定，但有一些例外，如美国PI公司推出的TOP系列芯片是可以工作在占空比大于0.5的条件下。 占空比由变压器原副边匝数比确定，本人对做反激的看法是，先确定反射电压(输出电压通过变压器耦合反映到原边的电压值)，在一定电压范围内反射电压提高则工作占空比增大，开关管损耗降低。反射电压降低则工作占空比减小，开关管损耗增大。当然这也是有前提条件，当占空比增大，则意味着输出二极管导通时间缩 短，为保持输出稳定，更多的时候将由输出电容放电电流来保证，输出电容将承受更大的高频纹波电流冲刷，而使其发热加剧，这在许多条件下是不允许的。占空比增大，改变变压器匝数比，会使变压器漏感加大，使其整体性能变，当漏感能量大到一定程度，可充分抵消掉开关管大占空带来的低损耗，时就没有再增大占 空比的意义了，甚至可能会因为漏感反峰值电压过高而击穿开关管。由于漏感大，可能使输出纹波，及其他一些电磁指标变差。当占空比小时，开关管通过电流有效值高，变压器初级电流有效值大，降低变换器效率，但可改善输出电容的工作条件，降低发热。 如何确定变压器反射电压(即占空比) 有网友提到开关电源的反馈环路的参数设置，工作状态分析。由于在上学时高数学的比较差，《自动控制原理》差一点就补考了，对于这一门现在还感觉恐惧，到现在也不能完整写出闭环系统传递函数，对于系统零点、极点的概念感觉很模糊，看波德图也只是大概看出是发散还是收敛，所以对于反馈补偿不敢胡言乱语，但有有 一些建议。如果有一些数学功底，再有一些学习时间可以再把大学的课本《自动控制原理》找出来仔细的消化一下，并结合实际的开关电源电路，按工作状态进行分析。一定会有所收获，论坛有一个帖子《拜师求学反馈环路设计、调式》其中CMG回答得很好，我觉得可以参考。 接着谈关于反激电源的占空比(本人关注反射电压，与占空比一致)，占空比还与选择开关管的耐压有关，有一些早期的反激电源使用比较低耐压开关管，如600V或650V作为交流220V输入电源的开关管，也许与当时生产工艺有关，高耐压管子，不易制造，或者低耐压管子有更合理的导通损耗及开关特性，像这种线路反射电压不能太高，否则为使开关管工作在安全范围内，吸收电路损耗的功率也是相当可观的。 实践证明600V管子反射电压不要大于100V，650V管子反射电压不要大于120V，把漏感尖峰电压值钳位在50V时管子还有50V的工作余量。现在 由于MOS管制造工艺水平的提高，一般反激电源都采用700V或750V甚至800-900V的开关管。像这种电路，抗过压的能力强一些开关变压器反射电压也可以做得比较高一些，最大反射电压在150V比较合适，能够获得较好的综 合性能。PI公司的TOP芯片推荐为135V采用瞬变电压抑制二极管钳位。但他的评估板一般反射电压都要低于这个数值在110V左右。这两种类型各有优缺点： 第一类：缺点抗过压能力弱，占空比小，变压器初级脉冲电流大。优点：变压器漏感小，电磁辐射低，纹波指标高，开关管损耗小，转换效率不一定比第二类低。 第二类：缺点开关管损耗大一些，变压器漏感大一些，纹波差一些。优点：抗过压能力强一些，占空比大，变压器损耗低一些，效率高一些。 反激电源反射电压还有一个确定因素 反激电源的反射电压还与一个参数有关，那就是输出电压，输出电压越低则变压器匝数比越大，变压器漏感越大，开关管承受电压越高，有可能击穿开关管、吸收电路消耗功率越大，有可能使吸收回路功率器件永久失效(特别是采用瞬变电压抑制二极管的电路)。在设计低压输出小功率反激电源的优化过程中必须小心处理，其 处理方法有几个： 1、 采用大一个功率等级的磁芯降低漏感，这样可提高低压反激电源的转换效率，降低损耗，减小输出纹波，提高多路输出电源的交差调整率，一般常见于家电用开关电源，如光碟机、DVB机顶盒等。 2、如果条件不允许加大磁芯，只能降低反射电压，减小占空比。降低反射电压可减小漏感但有可能使电源转换效率降低，这两者是一个矛盾，必须要有一个替代过程才能找到一个合适的点，在变压器替代实验过程中，可以检测变压器原边的反峰电压，尽量 降低反峰电压脉冲的宽度，和幅度，可增加变换器的工作安全裕度。一般反射电压在110V时比较合适。 3、增强耦合，降低损耗，采用新的技术，和绕线工艺，变压器为满足安全规范会在原边和副边间采取绝缘措施，如垫绝缘胶带、加绝缘端空胶带。这些将影响变压器漏感性能，现实生产中可采用初级绕组包绕次级的绕法。或者次级用三重绝缘线绕制，取消 初次级间的绝缘物，可以增强耦合，甚至可采用宽铜皮绕制。 文中低压输出指小于或等于5V的输出，像这一类小功率电源，本人的经验是，功率输出大于20W输出可采用正激式，可获得最佳性价比，当然这也不是决对的， 与个人的习惯，应用的环境有关系。 反激电源变压器磁芯在工作在单向磁化状态，所以磁路需要开气隙，类似于脉动直流电感器。部分磁路通过空气缝隙耦合。为什么开气隙的原理本人理解为：由于功率铁氧体也具有近似于矩形的工作特性曲线(磁滞回线)，在工作特性曲线上Y轴表示磁感应强度(B)，现在的生产工艺一般饱和点在400mT以上，一般此值 在设计中取值应该在200-300mT比较合适、X轴表示磁场强度(H)此值与磁化电流强度成比例关系。磁路开气隙相当于把磁体磁滞回线向X轴向倾斜，在同样的磁感应强度下，可承受更大的磁化电流，则相当于磁心储存更多的能量，此能量在开关管截止时通过变压器次级泻放到负载电路，反激电源磁芯开气隙有两个作用。其一是传递更多能量，其二防止磁芯进入饱和状态。 反激电源的变压器工作在单向磁化状态，不仅要通过磁耦合传递能量，还担负电压变换输入输出隔离的多重作用。所以气隙的处理需要非常小心，气隙太大可使漏感变大，磁滞损耗增加，铁损、铜损增大，影响电源的整机性能。气隙太小有可能使变压器磁芯饱和，导致电源损坏。 所谓反激电源的连续与断续模式是指变压器的工作状态，在满载状态变压器工作于能量完全传递，或不完全传递的工作模式。一般要根据工作环境进行设计，常规反激电源应该工作在连续模式，这样开关管、线路的损耗都比较小，而且可以减轻输入输出电容的工作应力，但是这也有一些例外。 需要在这里特别指出：由于反激电源的特点也比较适合设计成高压电源，而高压电源变压器一般工作在断续模式，本人理解为由于高压电源输出需要采用高耐压的整流二极管。由于制造工艺特点，高反压二极管，反向恢复时间长，速度低，在电流连续状态，二极管是在有正向偏压时恢复，反向恢复时的能量损耗非常大，不利于 变换器性能的提高，轻则降低转换效率，整流管严重发热，重则甚至烧毁整流管。由于在断续模式下，二极管是在零偏压情况下反向偏置，损耗可以降到一个比较低的水平。所以高压电源工作在断续模式，并且工作频率不能太高。 还有一类反激式电源工作在临界状态，一般这类电源工作在调频模式，或调频调宽双模式，一些低成本的自激电源(RCC)常采用这种形式，为保证输出稳定，变 压器工作频率随着，输出电流或输入电压而改变，接近满载时变压器始终保持在连续与断续之间，这种电源只适合于小功率输出，否则电磁兼容特性的处理会很让人头痛。 反激开关电源变压器应工作在连续模式，那就要求比较大的绕组电感量，当然连续也是有一定程度的，过分追求绝对连续是不现实的，有可能需要很大的磁芯，非常多的线圈匝数，同时伴随着大的漏感和分布电容，可能得不偿失。那么如何确定这个参数呢，通过多次实践，及分析同行的设计，本人认为，在标称电压输入时，输出达到50%~60%变压器从断续，过渡到连续状态比较合适。或者在最高输入电压状态时，满载输出时，变压器能够过渡到连续状态就可以了。

你这个电源功率确实比较小，只有0.25W。一般这种电源如果用一般的隔离芯片设计会得不偿失，采用芯片设计一般空载损耗都会在0.5W-1W，但是也能实现功能。如果对电源性能及体积有要求的话，不建议自己设计电路。可以购买微功率模块电源，专门有厂家生产此类电源，而且这种微功率电源也不贵。以前用过一款5V转5V隔离的，是周立功ZY0505IFLS-1W，如果0.25W应该改一下后面瓦数就行了。你可以参考一下，如果采用IC设计，网上一搜就用很多。

开关电源变压器的计算（隔离型）：1、根据电源设计要求，计算出开关电源的功率。2、根据这个功率，开关电源的工作频率，选择开关电源变压器的磁芯，从而确定ae、le等磁芯参数；3、根据设计开关电源时确定的开关电源变压器的初级电感值lp、ae、磁芯的bmax、初级峰值电流ippk，计算出初级圈数np_min=(lp*ippk)/(b_max×ae)4、根据你要求的输出电压。计算次级输出圈数,反馈线圈圈数。5、根据电流，选择线径；6、校核开关电源变压器设计后的窗口绕线，是否合乎要求。这里只是说明了一些基本计算，实际上根据开关电源工作模式，是不同的。这里只是一般ac-dc离线回扫的基本计算，不过这里省略了开关电源其他计算。具体可参阅《开关电源设计手册》。

我只知道一部分1、主电路选型。是用升压、降压、升降压，还是正反激、全桥……根据功率来选择主电路。2、脉冲变压器和电感的设计。隔离型电路要设计脉冲变压器，非隔离型的要设计电感。3、驱动电路设计，选个驱动电路，根据不一样的电力电子器件选个不一样的。4、保护电路，这个我不在行。可能还有些部分要设计，我这个只是简单的。找本书看看吧，开关电源设计的参考书很多。

直流稳压电源的设计--------------------------------------------------------------------------------一、目的与要求1．实验目的通过集成直流稳压电源的设计、安装和调试，要求学会：(1)选择变压器、整流二极管、滤波电容及集成稳压器来设计直流稳压电源；(2)掌握直流稳压电路的调试及主要技术指标的测试方法。2．设计任务设计一波形直流稳压电源，满足：(1)当输入电压在220V±10%时，输出电压从3－12V可调，输出电流大于1A；(2)输出纹波电压小于5mV，稳压系数小于5×10-3，输出内阻小于0.1欧。3．设计要求(1)电源变压器只做理论设计；(2)合理选择集成稳压器；(3)完成全电路理论设计、计算机辅助分析与仿真、安装调试、绘制电路图，自制印刷板；(4)撰写设计报告、调试总结报告及使用说明书。二、仪器与器材自耦调压器、双踪示波器、万用表（模拟或数字）、交流毫伏表各一台，自制电路板的各种工具一套及元器件若干。三、原理与分析1．直流稳压电源的基本原理直流稳压电源一般由电源变压器T、整流滤波电路及稳压电路所组成，基本框图如下。各部分的作用：（1）电源变压器T的作用是将电网220V的交流电压变换成整流滤波电路所需要的交流电压Ui。变压器副边与原边的功率比为P2/ P1=η，式中η是变压器的效率。（2）整流滤波电路：整流电路将交流电压Ui变换成脉动的直流电压。再经滤波电路滤除较大的纹波成分，输出纹波较小的直流电压U1。常用的整流滤波电路有全波整流滤波、桥式整流滤波等。各滤波电容C满足RL-C＝（3~5）T/2，或中T为输入交流信号周期，RL为整流滤波电路的等效负载电阻。（3）三端集成稳压器：常用的集成稳压器有固定式三端稳压器与可调式三端稳压器。常用可调式正压集成稳压器有CW317（LM317）系列，它们的输出电压从1.25V－37伏可调，最简的电路外接元件只需一个固定电阻和一只电位器。其芯片内有过渡、过热和安全工作区保护，最大输出电流为1.5A。其典型电路如图2，其中电阻R1与电位器R2组成输出电压调节器，输出电压Uo的表达式为：Uo＝1.25（1＋R2/R1）式中R1一般取120－240欧姆，输出端与调整端的压差为稳压器的基准电压（典型值为1.25V）。2．稳压电流的性能指标及测试方法 稳压电源的技术指标分为两种：一种是特性指标，包括允许输入电压、输出电压、输出电流及输出电压调节范围等；另一种是质量指标，用来衡量输出直流电压的稳定程度，包括稳压系数（或电压调整率）、输出电阻（或电流调整率）、纹波电压（纹波系数）及温度系数。测试电路如图3。图3 稳压电源性能指标测试电路（1） 纹波电压：叠加在输出电压上的交流电压分量。用示波器观测其峰峰值一般为毫伏量级。也可用交流毫伏表测量其有效值，但因纹波不是正弦波，所以有一定的误差。（2）稳压系数：在负载电流、环境温度不变的情况下，输入电压的相对变化引起输出电压的相对变化，即：（3） 电压调整率：输入电压相对变化为±10%时的输出电压相对变化量，稳压系数和电压调整率均说明输入电压变化对输出电压的影响，因此只需测试其中之一即可。（4） 输出电阻及电流调整率输出电阻与放大器的输出电阻相同，其值为当输入电压不变时，输出电压变化量与输出电流变化量之比的绝对值.电流调整率：输出电流从0变到最大值时所产生的输出电压相对变化值。输出电阻和电流调整率均说明负载电流变化对输出电压的影响，因此也只需测试其中之一即可。

直接从客户的要求切给你的，要保密的

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我们公司专做照明工程，智能照明控制模块需要增加电源模块，安装在配电箱里面，一般找配电箱厂家一起处理。

电子技术 课本里，稳压电源一章里有...1。订做一个变压器，功率25W，需要有3组输出，其中一组输出9V200mA，供显示用；另外2组输出15V500mA，供输出±5和±12V 用。 2。显示电源采用标准整流滤波电路，用7805稳压输出5V，买数字电压表头做显示，用开关切换显示电压。 3。另外2组输出15V分别采用标准整流滤波电路，分别用7812和7912稳压输出±12V ，±12V输出分别用7805和7905稳压输出±5V输出。 需要注意的是：由于采用线性稳压，稳压芯片上的功耗很大，需要分别设置较大等效面积的散热片。采用多个1000uF电容并联减少纹波电压，每个1000uF电容要与一个0.1uF小电容并联使用。回答者：冷泉泓薇 - 魔法师 四级http://www.baidu.com/s?tn=baiduadv&q1=%CE%C8%D1%B9%B5%E7%D4%B4%C9%E8%BC%C6&q2=&q3=&q4=&rn=10&lm=0&ct=0&ft=ppt&q5=&q6=这里有资料下载

budong

LM317是输出电压可调的稳压电源模块。单片机从电压/电流采样获得输出电压电流的具体数值，然后输出信号，调整317输出合适的电压。

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开关电源变压器是加入了开关管的电源变压器，在电路中除了普通变压器的电压变换功能，还兼具绝缘隔离与功率传送功能一般用在开关电源等涉及高频电路的场合。让我们来学习开关电源变压器的设计。一、开关电源变压器设计常见开关电源变压器的设计有以下四种：电源变压器与一般的器件一样,应急工作时可以将其多个变压器在一定条件下进行串并联使用,如市售的电源变压器是完全可以满足要求。变压器功率满足要求时,而没有合适的电压,可以将两个或多个变压器串联使用;在电压满足的条件下,而变压器功率不够时,又可以将两个或多个变压器并联使用,以满足电路供电要求。电源变压器是由电感线圈构成的,所以完全遵循电感器的运算规则,即可把电源变压器初级串联,也可在输出的次级串联现将四种情况分别介绍如下。1.电源变压器的初级串联。在变压器计算式中有一个常数N称为匝数比,它是初级匝数与次级匝数之比,初次级电压比关系为N,而初次级电流比关系为1/N。例如：两个初级为220V,次级为18V的变压器,N为13,如果将两个变压器的初级串联,则在单个次级上输出电压将降到9V以下。而这种情况是在单个变压器的次级电压高于成倍用电器电源使用情况下,可以将两个或多个变压器初级串联使用。而如再将两个次级串联就没有多大使用价值了。在此情况下,只要保证单个变压器的功率要求,则次级输出电压不一定相同,它的输出电压计算为：V单=(V1次+V2次+Vn次)/Vn。2.电源变压器的次级串联。电源变压器的次级串联是在单个功率满足情况下,而次级输出电压不满足时将两个或多个变压器的组合。如两个变压器的初级输入为220V,次级输出为18V时,如要给负载供33V电压,则可以将两个变压器的次级串联起来应用。电源变压器的次级串联也是很容易的,不同的次级输出只要保证单个变压器功率的条件下也是可以将其次级串联应用的。在理想状况下多个变压器的初级输入电压相同时,总输出计算式为：V总=V初单/(V1次+V2次+Vn次)。3.变压器的初级并联。这种情况是我们生活中常见的实例,多个不同供电的老式彩电中的遥控变压器和主变压器(电源开关变压器)均属于变压器初级的并联。4.变压器的次级并联。电源变压器的次级并联是在单个变压器次级输出电压相同而单个功率不能满足的情况下的应用。其应用是将多个变压器的次级电流叠加,以满足负载的功率需要。电源变压器的次级并联,可使输出功率为多个变压器功率之和。电源变压器的串并联应用是不分线性电源电路和电路的。在以前的线性电源电路中,次级串联的应用实例更多些,比如电视机中的行逆程变压器,就是运用了变压器次级的串联。现在的大功率开关电源中,次级并联的应用要多些,如上百瓦的开关电源中常将变压器的次级并联,以增大功率。电源变压器的串并联应用时要注意以下几点：(1)电源变压器在串并联时要注意变压器的同名端,串联应用时要顺串而不能反串,并联使用时要同名端与同名端相并,否则就会烧毁变压器。(2)以上计算只是理想算法,而实际上在它们串并联后的单个变压器损耗是非常大的。每个电源变压器的次级输出电压会比上式计算结果低的。(3)不同次级输出,如要并联使用,最好在稳压后进行,且并联电压是取变压器输出中最低的电压值。次级串联应用时,可以是次级直接串联,也可以在稳压后再串联。(4)电源电路中的共地是必须的。只有在一个参考点的条件下才能进行电位比较和电压计算。二、开关电源变压器型号种类及特点一般常用电源变压器的分类可归纳如下：1、按相数分：(1)单相电源变压器：用于单相负荷和三相电源变压器组。(2)三相电源变压器：用于三相系统的升、降电压。2、按冷却方式分：(1)干式电源变压器：依靠空气对流进行冷却，一般用于局部照明、电子线路等小容量电源变压器。(2)油浸式电源变压器：依靠油作冷却介质、如油浸自冷、油浸风冷、油浸水冷、强迫油循环等。3、按用途分：(1)电力变压器：用于输配电系统的升、降电压。(2)仪用变压器：如电压互感器、电流互感器、用于测量仪表和继电保护装置。(3)试验变压器：能产生高压，对电气设备进行高压试验。(4)特种变压器：如电炉变压器、整流变压器、调整变压器等。4、按绕组形式分：(1)双绕组变压器：用于连接电力系统中的两个电压等级。(2)三绕组变压器：一般用于电力系统区域变电站中，连接三个电压等级。(3)自耦变电器：用于连接不同电压的电力系统。也可做为普通的升压或降后变压器用。5、按铁芯形式分：(1)芯式变压器：用于高压的电力变压器。(2)非晶合金变压器：非晶合金铁芯变压器是用新型导磁材料，空载电流下降约80%，是目前节能效果较理想的配电变压器，特别适用于农村电网和发展中地区等负载率较低的地方。(3)壳式变压器：用于大电流的特殊变压器，如电炉变压器、电焊变压器;或用于电子仪器及电视、收音机等的电源变压器。通过以上对开关电源变压器的设计及型号的介绍，让我们认识到我们家中的电器是用的何种变压器了吧。

）求ΔUi:根据稳压电路的的稳压系数的定义：设计要求ΔUo≤15mV ，SV≤0.003 Uo=+3V～+9VUi=14V代入上式，则可求得ΔUi2）滤波电容C设定Io=Iomax=0.8A，t=0.01S则可求得C。电路中滤波电容承受的最高电压为 ，所以所选电容器的耐压应大于17V。注意： 因为大容量电解电容有一定的绕制电感分布电感，易引起自激振荡，形成高频干扰，所以稳压器的输入、输出端常 并入瓷介质小容量电容用来抵消电感效应，抑制高频干扰。

图1是使用晶体三极管的输出电压可调的稳压电源。该电路是通过改变与负载串联的大功率晶体三极管Tr1的管压降来调节输出电压。输出电压Vout由A点的电压，即Vref+VBE2决定。Vout=(R3+VR1+R4)(Vref+Vbe2)/(VR1+R4)式中Vref是两个串联二极管的电压(1.4V)，VBE2是晶体三极管Tr2基极发射极间的电压(0.65V>，VR1是可变电阻。由于VR1的阻值变化范围是0～5kΩ，所以输出电压的变化范围为 3～12.8V。当VR1的滑动部分接触不良时，输出电压会变为最小电压。调整管Tr1的最大消耗功率为3A×(15V-8V)=21W，所以应安装在4℃／W以下的散热器上。由于VBE2会随温度和IC2的变化而变化，所以该稳压电路和稳压特性不是太好。在图1的电路中，电路没有过流保护的功能，当输出端出现短路时输入的15V电压将全部加在Tr1上，导致Tr1瞬间被烧毁。图2(a)是过流保护电路。在Tr1的发射极电路中增加一个串联电阻Rs和一个小功率三极管Tr3，就可以在电路的输出端出现短路时，对Tr1上流过的电流加以限制。在正常工作时由于Rs电阻上的电压降很小，所以Tr3截止。在电路的输出电流增大时，RS电阻上的电压降也随之增加，当RS电阻上电压降(Tr3的VBE3)超过0.65V时，Tr3导通，Tr3的VCE变小。Tr1的VBE1也随之变小，于是流过Tr1的输出电流就会被限定在某一个设定的值。在该电路中电流的限定值为0.65V／Rs≈2A。另外图2(a)的电路还可以用作发光二极管的恒流源电路。应用时将图2(a)电路的输出端接地，Tr1的集电极与发光二极管相连接。图2(b)是该电路的限流特性。

本文将就开关电源设计中如何正确的选择工作频率分享设计技巧。为您的电源选择正确的工作频率为您的电源选择最佳的工作频率是一个复杂的权衡过程，其中包括尺寸、效率以及成本。通常来说，低频率设计往往是最为高效的，但是其尺寸最大且成本也最高。虽然调高频率可以缩小尺寸并降低成本，但会增加电路损耗。接下来，我们使用一款简单的降压电源来描述这些权衡过程。我们以滤波器组件作为开始。这些组件占据了电源体积的大部分，同时滤波器的尺寸同工作频率成反比关系。另一方面，每一次开关转换都会伴有能量损耗;工作频率越高，开关损耗就越高，同时效率也就越低;其次，较高的频率运行通常意味着可以使用较小的组件值。因此，更高频率运行能够带来极大的成本节约。图1.1显示的是降压电源频率与体积的关系。频率为100kHz时，电感占据了电源体积的大部分(深蓝色区域)。如果我们假设电感体积与其能量相关，那么其体积缩小将与频率成正比例关系。由于某种频率下电感的磁芯损耗会极大增高并限制尺寸的进一步缩小，因此在此情况下上述假设就不容乐观了。如果该设计使用陶瓷电容，那么输出电容体积(褐色区域)便会随频率缩小，即所需电容降低。另一方面，之所以通常会选用输入电容，是因为其具有纹波电流额定值。该额定值不会随频率而明显变化，因此其体积(黄色区域)往往可以保持恒定。另外，电源的半导体部分不会随频率而变化。这样，由于低频开关，无源器件会占据电源体积的大部分。当我们转到高工作频率时，半导体(即半导体体积，淡蓝色区域)开始占据较大的空间比例。该曲线图显示半导体体积本质上并未随频率而变化，而这一关系可能过于简单化。与半导体相关的损耗主要有两类:传导损耗和开关损耗。同步降压转换器中的传导损耗与MOSFET的裸片面积成反比关系。MOSFET面积越大，其电阻和传导损耗就越低。开关损耗与MOSFET开关的速度以及MOSFET具有多少输入和输出电容有关。这些都与器件尺寸的大小相关。大体积器件具有较慢的开关速度以及更多的电容。图1.2显示了两种不同工作频率(F)的关系。传导损耗(Pcon)与工作频率无关，而开关损耗(PswF1和PswF2)与工作频率成正比例关系。因此更高的工作频率(PswF2)会产生更高的开关损耗。当开关损耗和传导损耗相等时，每种工作频率的总损耗最低。另外，随着工作频率提高，总损耗将更高。但是，在更高的工作频率下，最佳裸片面积较小，从而带来成本节约。实际上，在低频率下，通过调整裸片面积来最小化损耗会带来极高成本的设计。但是，转到更高工作频率后，我们就可以优化裸片面积来降低损耗，从而缩小电源的半导体体积。这样做的缺点是:如果我们不改进半导体技术，那么电源效率将会降低。如前所述，更高的工作频率可缩小电感体积，所需的内层芯板会减少。更高频率还可降低对于输出电容的要求。有了陶瓷电容，我们就可以使用更低的电容值或更少的电容。这有助于缩小半导体裸片面积，进而降低成本。

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由于没有限流电阻，这样的连接会使10v电源的很大一部分电流白白浪费在稳压管上，那两支10k的电阻也毫无作用。应该去掉一个稳压管（d1或d2都可以），并且去掉一支电阻，如果稳压管去掉d1电阻就去掉r1，如果稳压管去掉d2电阻就去掉r2，并把另一支电阻的阻值减小为几十欧至几百欧左右（根据单片机和运放的工作电流确定）。

整流电路知道吧,直接整流一不就出来了吗,在整流后面加上一个7812输出为12V的直流电压就可以了,电路十简单

DCS电源的供电设计规范是：1、 电源选择：包括220V交流分电盘和220V→24V（或12V、5V）电源。对于控制系统应保证交直流转换电源冗余，冗余电源输出应通过肖特基二极管并接（除非源说明可以直接输出并接），并避免冗余电源由一个交流分电盘供电。一般说来，此类电源的配置由DCS系统供货商提供，但此时应注意，2、通风及冷却设备选择：应保证整个系统所有设备的通风能力。特别是交直流电源设备、控制设备和大功率二极管。机柜的前后门应视内部实际设备的散热情况确定是否增加风扇等制冷设备。由于冷凝水问题，应尽量避免使用顶部直接排风方式（特别是DCS系统机柜），而且，机柜内部最好由提供温度检测报警。3、过滤设备：在保证发热设备通风制冷的基础上，应减少灰尘和腐蚀性气体进入机柜或设备。因此，必须重视过滤网的使用。4、系统配线：应包括由DCS供货商提供的专用通讯、电源、信号电线电缆及接地线和由设计部门提供的供电（包括220V交流供电线缆和24V直流配电线）、信号和接地系统线缆：系统配套通讯、供电、信号及接地电线缆：应检查其连接质量。5、220V交流电线缆：主要是向各个子系统，显示器、打印机等外设的供电。根据实际消耗功率确定供电线芯截面积，一般应选择不小于2.5mm2的三芯硬铜线。在供电距离较近（如在机柜内部或相临机柜），可使用两条或三条单芯硬线。在供电距离较远时，应考虑使用铠甲屏蔽电缆。为避免干扰其它信号，所有交流电线缆应走槽盒或穿管（屏蔽绝缘电缆根据实际情况可灵活铺设），而且，防护金属盒或管应可靠的接地。6、 24V直流电线：DCS系统的监控设备的外供电一般为系统内部提供的24V直流。需要在集成安装时的24V供电一般为驱动继电器输入输出、现场变送器等 I/O设备或DCS系统的某些终端板的外供电。一般可选用不小于1mm2的普通电线或铜网屏蔽电缆即可，当设备负荷电流较大时，截面积可适当扩大至 2.5mm2。7、I/O输入输出信号：普通信号线应以选择屏蔽电缆为佳，比如K系列或J系列专用计算机控制电缆。在资金紧张时，可考虑使BVV或RVV系列非屏蔽电缆，尽量避免使用电线；热偶电线或电缆的选择可根据资金情况确定。8、地线：应根据系统要求配置。9、端头选择：交流配电、接地、多路设备24VD供电宜选用O型连接，以提高连接质量。I/O接线及现场变送器单路供电，宜选用Y型或一型供电，以方便拆接维护。另外，端头的压接质量应保证。在不使用管状（如威德米勒）的时候应格外重视。剥线长度及压线钳选择应与适合使用的端头，压接时应特别注意避免压到绝缘部分，多余的裸线应剪除，以避免搭接其他金属。10、组态配置：装置回路的I/O组态定义数量不应超过系统提供的同类型卡件最大I/O容量的80%，依此来确定系统I/O卡件配置数量，这将给未来的组态调整带来方便。另外，为方便系统运行过程中I/O组态的增加的不便，可以考虑将部分备用通道分别组态为临时回路，需要时可以随时使用。11、子系统或节点配置：系统配置应尽量不大于系统允许最大配置的60%，控制系统冗余设计应尽量使用卡件箱箱间冗余配置或机柜内冗余配置，机柜间的线缆尽量减少。备用的卡件或设备数量应不少于20%（包括上面提到的不易采购的电源，风扇等专用设备）。12、机柜的选择与布置：一般选择标准机柜800X800X2200，但应在考虑不同系统安全要求的前提下，根据相临机柜走线的要求来确定是否选择相应侧板（应考虑减少侧板后的机柜宽度）。机柜布置应便于施工、维护，状态指示或报警指示等应便于监视，机柜应避免阳光直射。13、操作台及辅助操作台布置：操作台面及台下挡板的踢脚线以下应考虑防护，避免杂物进入操作台内部。布置应以美观大方为基础，尽量考虑方便操作人员操作。特别是辅助操作台位置，应与相应操作岗位相临。操作台应避免阳光直射和CRT反光影响操作等问题，这些应与机房设计相结合。

1、EPS的额定逆变功率应不小于最大的单台电动机及设备或成组电动机及设备可能的同时启动的功率，对于直流输出、现场逆变的EPS，应考虑逆变母线压降。2、EPS应急电源的蓄电池容量应保证负荷稳定工作后，应急工作时间的要求 。3、消防专用EPS应急电源可作为火灾自动报警系统的备用电源，为系统或系统内的设备及相关设施（场所）供电，为消防设备供电的EPS不能同时为应急照明供电。4、EPS应急电源为单相供电额定功率小于 30kW、三相供电额定功率小于 120kW的消防设备供电时，应采用以下方式：（1）、交流输出的EPS应急电源，一台EPS应急电源可为一台设备或多台互投使用的消防设备供电；（2）直流输出、现场逆变的EPS应急电源，可以树干式或放射式配带多逆变/变频分机方式为一台设备或多台互投使用的消防设备供电。5、为单相供电额定功率大于 30kW、三相供电额定功率大于 120kW 的消防设备供电的EPS不应同时为其他负载供电。6、有电梯负荷时，按最不利的全负荷同时启动冲击下情况下，EPS逆变母线电压不应低于额定电压的 80%；无电梯负荷时，EPS应急电源的母线电压不应低于额定电压的75%。

电源当然是交流，对于直流C断路，L短路，无意义。它的振荡频率是： f =1 ／ 2π LC。由电源到振荡输出要经过滤波电容，放大电路，去耦电路，最后才能出来比较稳定的振荡波信号

1引言 对现代电子系统，即便是最简单的由单片机和单一I/O接口电路所组成的电子系统来讲，其电源电压一般也要由＋5V，±15V或±12V等多路组成，而对较复杂的电子系统来讲，实际用到的电源电压就更多了。目前主要由下述诸多电压组合而成：＋3.3V，＋5V，±15V，±12V，－5V，±9V，＋18V，＋24V、＋27V、±60V、＋135V、＋300V、－200V、＋600V、＋1800V、＋3000V、＋5000V（包括一个系统中需求多个上述相同电压供电电源）等。不同的电子系统，不仅对上述各种电压组合有严格的要求，而且对这些电源电压的诸多电特性也有较严格的要求，如电压精度，电压的负载能力（输出电流），电压的纹波和噪声，起动延迟，上升时间，恢复时间，电压过冲，断电延迟时间，跨步负载响应，跨步线性响应，交叉调整率，交叉干扰等。 2多路输出电源 对于电源应用者来讲，一般都希望其所选择的电源产品为“傻瓜型”的，即所选择的电源电压只要负载不超过电源最大值，无论系统的各路负载特性如何变化，而各路电源电压依然精确无误。仅就这一点来讲，目前绝大多数的多路输出电源是不尽人意的。为了更进一步说明多路输出电源的特性，首先从图1所示多路输出开关电源框图讲起。 从图1可以看到，真正形成闭环控制的只有主电路Vp，其它Vaux1、Vaux2等辅电路都处在失控之中。从控制理论可知，只有Vp无论输入、输出如何变动（包括电压变动，负载变动等），在闭环的反馈控制作用下都能保证相当高的精度（一般优于0.5％），也就是说Vp在很大程度上只取决于基准电压和采样比例。对Vaux1、Vaux2而言，其精度主要依赖以下几个方面： 1）T1主变器的匝比，这里主要取决于Np1：Np2或Np1：Np3 2）辅助电路的负载情况。 3）主电路的负载情况。 注：如果以上3点设定后，输入电压的变动对辅电路的影响已经很有限了。 在以上3点中，作为一个具体的开关电源变换器，主变压器匝比已经设定，所以影响辅助电路输出电压精度最大的因素为主电路和辅电路的负载情况。在开关电源产品中，有专门的技术指标说明和规范电源的这一特性，即就是交叉负载调整率。为了更好地讲述这一问题，先将交叉负载调整率的测量和计算方法讲述如下。 2.1电源变换器多路输出交叉负载调整率测量与计算步骤 1）测试仪表及设备连接如图2所示。 2）调节被测电源变换器的输入电压为标称值，合上开关S1、S2…Sn，调节被测电源变换器各路输出电流为额定值，测量第j路的输出电压Uj，用同样的方法测量其它各路输出电压。 3）调节第j路以外的各路输出负载电流为最小值，测量第j路的输出电压ULj。 4）按式（1）计算第j路的交叉负载调整率SIL。 式中：ΔUj为当其它各路负载电流为最小值时，Uj与该路输出电压ULj之差的绝对值； Uj为各路输出电流为额定值时，第j路的输出电压。 根据上面的测试及计算方法可以将交叉负载调整率理解为：所有其它输出电路负载跨步变（100％－0％时）对该路输出电压精度影响的百分比。 2.2多路输出开关电源 由图1原理所构成的实际开关电源，主控电路仅反馈主输出电压，其它辅助电路完全放开。此时假设主、辅电路的功率比为1：1。从实际测量得主电路交叉负载调整率优于0.2％，而辅电路的交叉负载调整率大于50％。无论开关电源设计者还是应用者对大于50％的交叉负载调整率都将是不能接受的。如何降低辅电路交叉负载调整率，最直接的想法就是给辅助电路加一个线性稳压调节器（包括三端稳压器，低压差三端稳压器）如图3所示。 从图3可知，由于引入了线性稳压调节器V，所以在辅路上附加了一部分功率损耗，功率损耗为P=而要使辅电路的交叉负载调整率小，就必须有意识地增大线性调整器的电压差，即就是要有意识增大，其带来的缺点就是增加了电源的功率损耗，降低了电源的效率。 以图1及图3原理为基础设计和应用电源时，应注意的原则为： 1）主电路实际使用的电流最小应为最大满输出电流的30％； 2）主电路电压精度应优于0.5％； 3）辅电路功率最好小于主电路功率的50％； 4）辅电路交叉负载调整率不大于10％。 2.3改进型多路输出开关电源 在很多应用场合中，要求2路输出的功率基本相当，比如±12V/0.5A，±15V/1A。我们通过多年的实践，设计了如图4所示的电路，能较好地达到提高交叉负载调整率的目的。 图4电路设计思想的核心有以下2点。 1）将正负2路输出滤波电感L1、L2绕制在同一磁芯上，采用双线并绕的方法，从而保证L1、L2电感量完全相同。并注意实际接入线路时的相位（差模方法）关系，这种滤波电感的连接方法使2路输出电流的变化量相互感应，在一定程度上较大地改善了2路输出的交叉负载调整率。 2）从图4可以看到，采样比较器Rs1、Rs2不像图1那样接到主电路Vp上，而是直接跨接到正负电源的输出端上，并且逻辑“地”不是电源的输出地，而是以负电压输出端作为采样比较和基准电压的逻辑“地”电位。这样采样误差将同时反映出正、负2路输出的电压精度变化，对正、负2路同样都存在有反馈作用，能在很大程度上改进2路输出的交叉负载调整率。以±15V/1A电源为例，采用图4的电路设计，实测得的2路交叉负载调整率优于2％。 以图4原理为基础设计和应用电源时，应注意的原则为： 1）2路最好为对称输出（功率对称，电压对称），无明显的主、辅电路之分，比如我们常用到的±12V，±15V等都属于此类； 2）2路输出电压精度要求都不是太高，1％左右； 3）2路输出交叉调整率要求相对较高，2％左右。 下面介绍一种通用性极强的3路电源设计方案，如图5所示。 从图5可以看到，主＋5V输出与辅路±Vout(可以是±15V或±12V)输出电路不但反馈相互独立，而且其PWM（脉宽调制器），功率变换和变压器都是相互独立的。可以将此3路电源看成是由相互独立的1个＋5V电源和1个±Vout电源共同组合而成。为了进一步减少二者之间的相互干扰和降低各自输出电压纹波的峰－峰值，应当进一步减小各独立电源的输入反射纹波（一般纹波峰－峰值应小于50mV，纹波有效值应小于10mV）和采用同步工作方式。 2.4高频磁放大器稳压器 在多路输出电源中，输出电路经常采用高频磁放大稳压器，它以低成本、高效率、高稳压精度和高可靠性，而在多路输出的稳压电源中得到了广泛应用。 磁放大器能使开关电源得到精确的控制，从而提高了其稳定性。磁放大器磁芯可以用坡莫合金，铁氧体或非晶，纳米晶（又称超微晶）材料制作。非晶、纳米晶软磁材料因具有高磁导率，高矩形比和理想的高温稳定性，将其应用于磁放大器中，能提供无与伦比的输出调节精确性，并能取得更高的工作效率，因而倍受青睐。非晶、纳米晶磁芯除上述特点外还具备以下优点： 1）饱和磁导率低； 2）矫顽力低； 3）复原电流小； 4）磁芯损耗少； 磁放大输出稳压器没有采用晶闸管或半导体功率开关管等调压器件，而是在整流管输出端串联了一个可饱和扼流圈（如图6所示），所以它的损耗小。 由图6可知，磁放大稳压器的关键是可控饱和电感Lsr和复位电路。可控饱和电感是由具有矩形B?H回线的磁芯及其上的绕组组成，该绕组兼起工作绕组和控制绕组的作用。复位（RESET）是指磁通到达饱和后的去磁过程，使磁通或磁密回到起始的工作点，称为磁通复位。由于磁放大稳压器所用的磁芯材料的特点（良好的矩形B?H回线及高的磁导率），使得磁芯未饱和时的可控饱和电感对输入脉冲呈现高阻抗，相当于开路，磁芯饱和时可控饱和电感的阻抗接近于0，相当于短路。 目前开关电源工作频率已提到几百kHz以上，磁放大器在开关电源中的广泛应用对软磁材料提出了更高的要求。在如此高的频率下，坡莫合金由于电阻率太低（约60μΩ?cm）导致涡流损耗太大，造成温升高，效率降低，采用超薄带和极薄带虽能有所改善，但成本将大幅度上升；铁氧体具有很高的电阻率（大于105μΩ?cm），但其Bs过低，居里点也太低。由于工作环境恶劣，对材料的应力敏感性、热稳定性等都有严格要求，上述材料是很难满足要求的。 非晶合金的出现大大丰富了软磁材料。其中的钴基非晶合金具有中等的饱和磁感应强度，超微合金具有较高的饱和磁感应强度，它们都具有极低的饱和磁致伸缩系数和磁晶各向异性。钴基非晶和超微晶在保持高方形比的同时可以具有很低的高频损耗，用于高频磁放大器中，可大大提高电源效率，大幅度减小重量、体积，是理想的高频磁放大器铁芯材料。 3高频磁放大输出稳压器典型应用电路 图7所示的多路输出电源，其主路为闭环反馈PWM控制方式，辅路为磁放大式稳压电源。由于辅路磁放大输入电压波形受控于变压器主、辅绕组比，以及主路的工作状态（主路输出电压的高低和主路负载的高低等），所以辅路的交叉负载调整率仍然不能够达到理想的状态。 图8所示是一种完全利用磁放大器稳压技术设计的多路输出稳压电源。此电源前级为双变压器自激功率变换电路，后级多路输出均为磁放大器稳压电路。并且各路之间无关，前后级之间无反馈，无脉宽调制器（PWM）。 此电路的优点如下： 1）电路结构简单，使用元器件数量少，除了两只功率管以外，其它元器件均是永久性或半永久性的，可靠性极高，制作也很方便； 2）电路中没有隔离反馈放大器，因此调整极其容易，而且一旦调整好后就无须维护，前级变换功率取决于后级总输出功率； 3）各路的输出特性相互独立，独自调整稳压，无主、辅路之分，所以，各输出电路的负载调整率的交叉负载调整率都非常理想，小于0?5％； 4）磁放大器在功率开通瞬间，处于“开路”状态，功率管在此刻的导通电流趋近于零，因而，损耗减到了最低限度，这有利于变换器的高频化和高效率； 5）由于前级功率变换器为不调宽的纯正方波，以及后级接了磁放大器，这样可以大幅度地降低输出纹波的峰－峰值，普通PWM型电源的输出纹波大约为输出电压标称值的1％左右，而采取带磁放大器的整流电路，纹波的峰－峰值可比较容易地降低到0.1％左右。 上述磁放大型稳压电源的综合电特性都是其它PWM隔离负反馈多路电源所无法比似的。尤其对多路电源实际应用来讲，可以对电源内部特性和电子系统的负载特性不予考虑，拿来就能使用，用上就无问题。但是，现代磁放大型稳压电源还存在如下一些问题，有待解决。 1）电路形式需进一步完善（尤其是电源前级功率变换电路），应加入过、欠压保护，过流、短路保护，电源使能端。 2）进一步提高工作频率，以便减小体积。 3）进一步提高效率，减小磁损。 4结语 综合上述，对多路电源应用者而言，可以根据电子系统用电情况，更切实际地提出所用电源的特性参数。对多路电源设计者而言，可以更多更系统地了解现今多路电源设计方法，减少新产品的开发周期，做到事半功倍。

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要自制一个电源变压器，重要的是根据所需功率、电压、电流确定铁心的用量(截面积)和各个绕组的匝数、导线直径等参数。下面就带大家一起了解下电源变压器设计结构及原理的相关信息。电源变压器的原理开关电源变压器的最主要材料有：绝缘材料、导线材料、磁性材料。开关电源变压器同开关管共同构成了自激式或他激式的间歇震荡器，使直流电压调制成一个高频脉冲电压，最终起到能量传递和转换的作用。当把开关管导通时，变压器把电能转换成磁场能用以储存起来，当把开关管截止时就将其释放出来。在正激式电路中，当使开关管导通时，输入电压就会直接向负载供给并把能量储存于储能电感中。当开关管截止时,然后由储能电感进行续流向负载传递。更简单的说开关电源变压器的作用就是把输入的直流电压转换成我们使用中需要的各种低压。电源变压器的设计对于烧坏需要翻新的变压器，只需按照原样重绕即可。对于功率在1000W以下的电源变压器，常采用两种设计方法:计算法和图表法。前者计算麻烦但较为精确，后者简便但误差较大，本文只介绍计算法。计算法大致分5步。①计算变压器的功率P1先根据次级负载的大小确定次级功率P2，再根据η=100%xP2/P1确定P1,η取中间值85%，则P1=1.15P2。②确定铁心截面积S据经验公式S(1.0~2.0)P11/2(cm2)，系数的大小取决于铁心的质量。当P1<50W时，系数取1.5-2.0;当P1<50OW时，系数取1.25;当P1≤1000W时，系数取1.0-1.25。铁心截面积指绕组所包裹的那个矩形铁心柱的横截面积，单位是cm2。③求每伏匝数NO经验公式NO=45/S(匝/伏)，式中S的单位是cm2。初级匝数N1=NOU1，次级匝数=NOU2。④导线直径d的计算根据各个绕组在应用中通过的最大电流确定，d=0.711/2（mm）。⑤校核铁心窗口是否能容纳所有绕组校核时，首先要知道每个绕组的层数。根据导线的直径和窗口高度计算出每层匝数，再用每个绕组的总匝数去除每层匝数即得绕组的层数。然后根据层数以及层间和绕组间所用绝缘材料的厚度以及框架材料的厚度等参数相加，计算出绕组的总厚度。窗口和绕组纵切面如图4所示。一般层间绝缘用的牛皮纸厚度为0.05mm，白玻璃纸厚度为0.015-0.02mm之间。线径较粗的层间绝缘可用青壳纸，其厚度为0.12mm。至于绕组间的绝缘既可用1层青壳纸，也可用2-3层牛皮纸。总之，绕组的总厚度要≤窗口的宽度，绕组的总高度要≤窗口的高度。电源变压器的结构主要由初、次级绕组和铁心构成。①绕组结构形式用于电子电器中的电源变压器，其初、次级绕组大多采用密绕多层式结构。在一个横截面是矩形的绝缘框架(塑料或纸板)上，用高强度漆包线均匀密绕，一层完毕后，敷以绝缘材料后再绕第二层，....直到匝数合适止。根据设计要求，在一个线圈框架上，既可以绕制一个绕组，也可以绕制多个绕组。其外形和纵切面示意图如图2所示。②铁心的结构形式铁心用不同形状的硅钢片，叠制成一定的厚度，片间绝缘。在保证一定的强度下片的厚度越小越好。铁心起导磁作用，因此成品应该是一个闭合导磁体。铁心有心式(绕组外露)和壳式(铁心包绕组)两种。常用铁心的结构形式和变压器成品外形如图3所示。其中，心式铁心适合于初、次级分开的两框架式，壳式铁心适合于初、次级在一起的单框架式。

1、要看你是用市电220Vac来转换还是用一路直流电源来转换，前者可以用变压、整流、滤波、线性稳压器稳压来得到±5V双电源，后者就必须要用DC-DC变换器来得到±5V双电源；2、只要电源的最大输出电流能够满足运放的需要就行，不用管别的，实际输出电流由运放和其负载电路决定，只要电源设计合理，稳压器也不会发热的；3、电源同时对多片运放提供电压时，电流是所有运放电流之和。最后补充一句，运放本身的电流消耗并不大，通常给多路运放供电也只需百毫安的电源即可，除非运放的负载要吸收较大的电流。

　　摘 要：准谐振是一种能够实现零电压开通，减少开关损耗，降低EMI噪声的变换方式。该文介绍了准谐振变换的工作原理，设计并实现了一种采用芯片TEA1751为控制电路的准谐振反激式开关电源。与传统的反激式硬开关变换器相比，减少了开关管的开关损耗，提高了开关电源的效率。 　　关键词：开关电源；准谐振变换；零电压开关 中图分类号： 文献标识码： 文章编号： 　　0 引 言 　　随着电力电子技术的发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于电子设备，是当今电子信息产业不可缺少的一种电源方式[1]。 　　由于开关电源频率的提高，开关电源苦工作在硬开关状态，开关管开通时，开关管的电流上升和电压下降同时进行。关断时，电压上升和电流下降也同时进行。电压、电流波形的交叠产生了开关损耗，该损耗随开关频率的提高而急剧增加。为了提高电源的效率，就必须减少开关管的开关损耗。也就是要求开关电源工作在软开关状态。 　　软开关技术实际上就是利用电容与电感的谐振，以使开关管上的电压或通过开关管的电流按正弦或者准正弦规律变化，在减少开关损耗的同时也可控制浪涌的发生。在软开关技术中，有全谐振、准谐振、多谐振等变换方式[3]。本文引入准谐振变换方式来提高开关电源的效率。 　　1 反激式准谐振变换基本工作原理 　　图1反激式准谐振开关电源的原理图 　　图1所示为反激式准谐振开关电源的原理图，其中：RP 包括变压器初级绕组的电阻以及线路电阻，T为开关变压器，Lm 为初级励磁电感量，Llk为初级绕组漏感量，VT为MOS开关管，VD为整流二极管，Co为滤波电容，电容Cr为缓冲电容，也是谐振电容，包括开关管VT 的输出电容COSS ，变压器的层间电容以及电路中的其他一些杂散电容。 　　图2反激式准谐振开关电源的工作波形 　　准谐振变换的工作波形如图2 所示，在准谐振变换中，每个周期可分为4个不同的时间段，各时间段分析如下： 　　（1）t0～t1 时段 　　开关管导通，输入电压 全部加到初级电感 （ 包括励磁电感Lm和漏感Llk）上，电感电流以斜率 线性增大。此时能量被存储在初级电感中(称磁化)，开关管的漏源极电压 = 0，整流二极管VD 截止。电流达到 后开关管被关断。 　　开关管开通时间 为： 　　（1） 　　（2）t1 ～t2 时段 　　t1 时，MOS开关管被关断。先是Lm与Llk串联对 充电，由于 两端电压不能突变，开关管的漏源极电压以斜率为 　　上升。随着 的充电，当 两端电压为 时( 为整流二极管VD的正向导通电压，N为变压器T的初次级匝数比)，VD导通，储存在变压器中的能量通过变压器由次级绕组释放给负载，并给电容器Co充电。然后Llk 和Cr发生振荡，由于RP的存在，该振荡为阻尼振荡。若忽略漏极上的其他电容的影响，其峰值电压为： 　　 　　果 ,尽管VT无法实现零电压开通，但是在t4时刻导通仍然可以最大程度地减小VT的开通损耗。 　　从以上四个时段的分析可知，谐振元件仅参与某一时段的能量变换，没有全程参与，故称为准谐振变换。 　　2 电路实现 　　图3 基于TEA1751的准谐振反激式开关电源的原理图 　　图3就是基于TEA1751的准谐振反激式开关电源的电路图，主要元器件有：主芯片TEA1751、变压器T2、场效应管S2、谐振电容C7、输出整流管D2、光电耦合器IC2、基准电压源IC1等，其中TEA1751内部有启动电流源、频率控制、输出驱动、过热保护、过压保护、过流保护、过载保护等电路。 　　AC 90V-264V电压经过整流器BD1整流和C1滤波，经L1、S1、D1、C10的功率因素校正电路后得到直流高压电压，此直流高压经过中心抽头和电阻R13连结至TEA1751的16脚，通过TEA1751内部的高压电流源穿过TEA1751 的1脚向C9充电。当1脚电压上升至22V时，TEA1751由1脚供电。TEA1751的13脚输出开关脉冲，控制开关管S2的开通与关断，高压直流电压通过变压器T2的初级绕组、S2、R11到电源的地端。此时T2通过初级绕组存储能量。利用变压器的同名端作用。这时的次级线圈整流管D2因反向电压而截止。只有当S2关断，初级绕组电流有减小趋势时、此时S2初级绕组存储的能量通过S2的次级绕组、次级整流管D2向电容 Cout充电与负载供电,产生Uo输出电压。输出电压经过R15，R16电压取样以及与IC1基准电源、取样信号放大电路，再经过光电耦合器IC1对TEA1751的3脚设置反馈控制电压，以达到稳定输出电压的目的。过流检测电阻R11 上的电压也经过R10加到TEA1751的10脚。 　　开关变压器的磁复位检测由辅助绕、R12、TEA1751的4脚组成。辅助绕组是去磁检测绕组，其两端电压波形与开关管S2的漏极电压基本相同。该电压一方面经过D2、C9整流滤波后，给芯片TEA1751的1脚供电，另一方面，电压通过R12直接通连结至TEA1751的 4脚。TEA1751的内部电路监视4脚电压波形，以便在去磁时段未结束前不输出开关脉冲，并能将开关管S2控制在漏源极电压降到谷底时开通。同时TEA1751的4脚还具有过压保护和过功率保护的作用。 　　3 实验结果 　　图4 220AC输出功率为90W时MOSFET的漏极电压波形 　　图4是满载时的开关管的漏极电压波形，开关管在Vds的第一个谷底开通，因而减少了开关管的开通损耗。

确实是有好几十安的，举个例子65w的9100f，如果工作电压是1v那么换算下来电流是65a，这么大的电流是不是会把供电针脚烧毁呢？ 我们知道i3 9100f的接口是lga1151，也就是说有1151个触点，那么对应cpu底座上有1151个针脚，没有找到9100f触点的定义，但是找到了一个锐龙的针脚定义，从图中得知大约有100个触点为cpu供电，那么9100f的1151触点中也当他是有100个触点是cpu供电的。 那么其实每个针脚的供电电流为65安除以100，仅仅为0.65a。 所以cpu的总电流是很大，但是是有100多针提供的，平均分配到每个针脚也就0.65a了。 答案是肯定的！ 就拿最常见的电脑主板的CPU来举例， Intel QX6850 CPU 设计可承受的最大工作电流为125安倍 ，可配置的最大电压范围从0.85V~1.60V，假设供电电压为1.20V，根据P=UI即可计算出在125A持续电流的工作状态下，CPU最大的功耗为125A*1.2V=150W，所以在高负荷运转的情况下，对供电电源的设计提出了很高的要求， 除了要满足CPU满负载的电流需求，还要做到持续稳定的电压输出 ，即电压的波动范围要求在芯片规格范围内（0.5V~1.6V左右）。 电源设计 为了满足CPU的供电需求，在主电源设计的时候通常采用3组以上供电电路 ，上图为其中一组电源，可以看到Q1使用的是大电流的N-MOSFET（场效应管），最大供电能力达到了80A，3组并联可以输出240A的极限电流。 除了选择合适的元器件以外，PCB的走线线宽以及铜皮厚度也应该符合电流密度的要求 。 CPU规格 可能你会有些疑惑，这么小的一块芯片是如何能承受上百安的电流？我们平时见得比较多的情况是单点供电，但是一条导线承受电流的能力始终有限，如果是两条、三条并联呢，它们的承受能力将会成倍增长。因此CPU的管脚设计也是同样的道理， 每个CPU都有成百上千个管脚，其中大部分的管脚被划分为电源脚（VCC） ，因此承受一百多安的电流是完全合理的。 上图红色方框内的引脚全部被划分为电源引脚和回路引脚（VSS），而功能引脚则被划分到了两边 ，因此CPU的表面就拥有了一块巨大的散热面积，方便在上面添加散热风扇，同时散热效率也做到了最优。 电流好几十安是肯定不止的，你太小看牙膏厂现在的功耗了，由于10纳米难产，只能不停的加频率，还被amd逼着加核心，导致现在功耗爆炸。一般正常的台式机主板，在散热靠谱的情况下，负荷高的时候会锁定在pl2的级别。带k的处理器稍微超一下，功耗就直接奔着300瓦去了。 为啥处理器发热量如此大，就是因为电流非常大，现在的高端处理器甚至都能达到100A以上的电流，也许有人会问为啥不把处理器电压设定的高一点，就可以减小电流，减少发热，不是不想，是不能，处理器芯片内部都是半导体，电压高了非常容易发生门极漏电而报错，这就是为啥处理器超频需要加电压的时候都非常谨慎的原因。 你说的很对，的确是这样的。 CPU针脚里面至少1/3以上都是地或电源，分摊到每个脚上的电流其实也没多大。 说的对，你看pc电源标识的12伏和5付伏的供电电流。显卡也是电流大户。 p=ui，i不等于p/u，谢谢 假如CPU供电电压1v时，功率150w。电流150a。这就是为什么要多相供电。为什么要同步整流的原因。 这个太正常了，毕竟是集成电路啊，再小，但电路的基本原理还是apply啊...还有一部分电能会转化成热能 这个问题好奇怪！电压低，电流也低，不可以吗？电流毫安级别也可以啊！没有任何国家规定电压低了，电流必须高！实际上，你把功率看成一个不能够降低的数了！物理学并没有规定，电压乘电流不能低于某个值！所以，这个问题太荒唐！

现在设计电源模块，用得最多的是LTC系列的芯片了，芯片PDF上有比较详细的说明。那主要有几个注意点。1.注意电流，在选器件的时候，一定要注意电流，能吃多大的电流值。这点，在PCB布线的时候，吃大电流的地方，线条要粗。2.模拟地和数字地，一定要将这两块分开，然后在某一点连起来，切不可将模拟地与数字地随便连接起来，这样会有一定的干扰。3.注意散热，电源模块在工作的时候，会产生较大的热量，所以散热工作一定要做好。4.关于纹波问题，电容值一定要计算好，可以减小纹波。另外建议在电源模块前布置一个保护电路，防止意外情况，保护芯片。

一种USB电源开关的设计 摘要: 设计了一种低导通损耗的USB电源开关电路。该电路采用自举电荷泵为N型功率管 提供足够高的栅压,以降低USB开关的导通损耗。在过载情况下,过流保护电路能将输出电流限 制在0.3 A。 关键词: USB开关;自举电荷泵; N型功率管;过流保护 1引言 通用串行总线(Universal Serial Bus)使PC机 与外部设备的连接变得简单而迅速,随着计算机以 及与USB相关便携式设备的发展,USB必将获得 更广泛的应用。由于USB具有即插即用的特点,在 负载出现异常的瞬间,电源开关会流过数安培的电 流,从而对电路造成损坏。 本文设计的USB电源开关采用自举电荷泵,为 N型功率管提供2倍于电源的栅驱动电压。在负载 出现异常时,过流保护电路能迅速限制功率管电流, 以避免热插拔对电路造成损坏。 2 USB开关电路的整体设计思路 图1为USB电源开关的整体设计。其中,VIN 为电源输入,VOUT为USB的输出。在负载正常的情 况下,由电荷泵产生足够高的栅驱动电压,使 NHV1工作在深线性区,以降低从输入电源(VIN 到负载电压(VOUT)的导通损耗。当功率管电流高于 1 A时,Current-sense输出高电平给过流保护电路 (Current-limit);过流保护电路通过反馈负载电压 给电荷泵,调节电荷泵输出(VPUMP),从而使功率管 的工作状态由线性区变为饱和区,限制功率管电流, 达到保护功率管的目的。当负载恢复正常后,Cur- rent-sense输出低电平,电荷泵正常工作。 3 电荷泵设计 图2为一种自举型(Self-Boost)电荷泵的电路 原理图。图中,Φ为时钟信号,控制电荷泵工作。初 始阶段电容,C1和功率管栅电容CGATE上的电荷均 为零。当Φ为低电平时,MP1导通,为C1充电,V1 电位升至电源电位,V2电位增加,MP2管导通。假 设栅电容远大于电容C1,V2上的电荷全部转移到 栅电容CGATE上。当Φ为高电平时,MN1导通,为 C1左极板放电,V1电位下降至地电位,V2电位下 降,MP2管截止,MN2管导通,给电容C1右极板充 电至VIN。在Φ的下个低电平时,V1电位升至电源 电位,V2电位增加至2VIN,MP2管导通,VPUMP电 位升至2VIN-VT。 自举电荷泵不需要为MN2和MP2提供栅驱 动电压,控制简单[1],但输出电压会有一个阈值损 失。图3是改进后的电荷泵电路图,Φ1和Φ2为互 补无交叠时钟。由MN2、MN5、MP3、MP2和电容 C2组成的次电荷泵为MN4、MP4提供栅压,以保证 其完全关断和开启。当Φ1为低电平时,MP1导通, 电位增加,此时,V3电位为零,MP4导通,V2上的电 荷转移到栅电容CGATE上,VPUMP电位升高。当Φ1为 高电平时,MP2导通,为C2充电,V4电位上升至电 源电位,V3电位随之上升,MP3导通,VPUMP电位继 续升高。MN3相当于二极管,起单向导电的作用。 在VPUMP电压升高到VIN+VT以后,MN3隔离V3 到电源的通路,保证V3的电荷由MP3全部充入栅 电容。这样,C1和C2相互给栅电容充电,若干个时 钟周期后,电荷泵输出电压接近两倍电源电压[2]。 在电荷泵输出电压升高的过程中,功率管提供的负 载电流逐渐上升,避免在容性负载上引起浪涌电流 4 过流保护电路设计 当出现过载和短路故障时,负载电流达到数安 培,需要精确的限流电路为功率管和输入电源提供保 护。对于MOS器件,只有工作在饱和区时的电流容 易控制。限流就是通过反馈负载电压,调节电荷泵输 出电压来实现的。图4是限流电路的原理图。 N型功率管NHV的源与P型限流管MP6的 栅相接,N型功率管NHV的栅与P型限流管MP6 的源相接。从而达到控制功率管栅源压降的目的。 当负载电流超过1 A时,电流限信号(VLIMIT)为高 电平,MN7导通,栅电荷经MP6流向地,栅电压减 小,功率管工作在饱和区。C1、C2为电荷泵电容值, 在一个时钟周期T内,由电荷泵充入的栅电荷为: Q=VIN×C1+VIN×C2(1) 当功率管栅压稳定时,电荷泵充入的栅电荷等 于限流管放掉的栅电荷。限流管泄放电流为: IL=QT=VIN×C1+VIN×C2T(2) 由VGS(NHV)=VSG(MP6)(3) 得功率管和限流管的电流关系: 5 仿真结果与讨论 图5为负载正常情况下负载输出电压和功率管 电流的仿真波形。电源电压为5 V,C1、C2电容值为 1 pF,时钟周期为40μs,NHV和MP6宽长比的比值 为300,功率管的并联个数为1×103。采用0.6μm 30 V BCD工艺,在典型条件下,用HSPICE对整体电 路仿真。由波形可以看出,在1 ms内,负载输出电压 逐渐上升,功率管电流没有过冲,启动时间为1.7 ms。 3 ms后,功率管完全开启,为负载提供电源。 表1为限流电路工作时功率管的平均栅电压和 平均电流。图6为USB开关启动8 ms后负载短路 到恢复正常的仿真结果。USB开关在负载正常情 况下启动,8 ms后负载短路,负载电流过冲到3.1 A。当过流保护电路工作后,过流保护电路将电流 限制在0.3 A,保护了USB端口。16 ms后,负载恢 复正常,电源开关重新启动. 图6 USB开关在启动、限流和恢复正常过程中,电荷泵 输出电压、负载输出电压和功率管电流的仿真波形 Fig.6 Simulation waveforms of charge pump output volt- age,power switch output voltage and power tran- sistor current during startup, current-limit and normal operation 6结论 本文设计了一种满足USB规范的电源开关。 一种结构简单的自举电荷泵为N型功率管提供栅 驱动电压,以降低开关的导通损耗。精确的限流电 路针对过载和短路故障,对输入电源提供保护。仿 真结果表明,在负载短路瞬间,限流电路能够有效地 减小过冲电流,并能把电流限制在0.3 A,达到保护 USB端口的目的。 参考文献: [1] PARK S, JAHNS T M. A self-boost charge pump to- pology for a gate drive high-side power supply [J]. IEEE Tans Power Electronics, 2005, 20 (2): 300- 307. [2] DI CATALDO G, PALUMBO G. Double and triple charge pump for power IC: dynamic models which take parasitic effects into account [J]. IEEE Trans Circ and Syst. 1993, 40 (2): 90-100.

http://wenku.baidu.com/view/ecf470acdd3383c4bb4cd29c.html你去这个网址看下，上面有工作原理以及电路图

你图片上的参数是可以通过的

你好：——★1、首先，电源的选择应针对电路电压、电流要求来设计。——★2、根据电路性质，确定电源的结构。例如芯片电路要求稳压性能好、而音响功放级却不适用稳压电源而要求足够的“功率储备”......——★3、另外，依电路的繁杂程度，还有开关电源、变压器电源之分，开关电源转换效率高而变压器电源简单易做。

为防止这些过压涌浪对后端用电设备的影响，在电源设计过程中必须对电源进行涌浪测试。相关浪涌测试要求为：用电设备应经受五次过压浪涌，两次过压浪涌之间的时间间隔为1 min。过压浪涌检测方法：首先用电设备在正常稳态电压下供电, 然后使用电设备输入电压增加到浪涌电压，最后输入电压恢复到正常稳态电压。过压浪涌后，电源及后端设备不应发生任何故障。实际案例某通信公司采用ACBEL出品的SV48-28-450B电源模块制作的-48V直流转换电源在做2KV浪涌测试时，输入前端电路起火，直接损坏后端的MOSFET。经过分析，该直流转换电源由于前端防涌浪电路在2KV高电压冲击下，产生大电流冲击，导致电路板起火并损毁后端MOSFET，最直接的原因应是电源前端设计的防涌浪电路失效。电路设计为了保护用此电源的通讯设备，防止受浪涌电压冲击而损坏，所以对防涌浪电路进行了设计。具体电路图如下： 图题：电路图 本电路采用两级防雷电路来进行防雷及浪涌处理，是一种较高等级的直流防雷及浪涌处理电路。现在通信客户输入端需要满足IEC61000规定的输入对大地要满足2KV，4KV浪涌电压，雷击电流5KA，10KA的要求。此电路的工作原理如下：当感应雷击或浪涌电压产生时，由于L1会阻挡电压的突变，让前级电路先动作，前级四个MOV(MOV1--4)管，两个放电管(FDG1，2)来泄放大电流，随后，小部分的能量通过后级的L1电感，两个MOV管(MOV5，6)来泄放较小的电流，同时进一步钳位输入端的浪涌电压，以防止损坏后面的器件和电源模块。器件的结电容会影响他们的动作时间，三种器件中，TVS的响应动作时间最快，FDG的次之，MOV的最慢。由于MOV的损坏多数是呈短路状态，为了防止短路时起火，所以要串联保险管，保险管要选择防爆慢熔型，且要满足8/20微秒电流波形的冲击。差模电感L1还可以和后级电容组成EMC差模滤波，对1MHZ以下的干扰有较好的抑制作用，注意此电感一定要是空心线圈，这样通过大电流时不会饱和，太大时其体积也大，L2，L3是两个共模电感，Q1是防反接MOSFET，Q2和R9是防开机时的瞬态冲击电流。此电路在模块前端不仅具有防浪涌功能，而且兼具干扰抑制和防反接功能。更改设计电路后测试效果通过现场分析，采用我们提供的此电路后，多次实际测试，成功抑制2KV浪涌，保护了后端的器件。

前言第一章　有源功率因数校正电路（PFC）实例1　基于NCP1601制作的100WPFC升压电路实例2　基于IR1150实现300W PFC单周期控制实例3　基于L4981 PFC控制器实现无整流桥PFC结构实例4　基于MC33260降低功耗的PFC控制方法第二章　电视机与LCD TV电源实例1　基于ICE1 QS01控制器构成的250W电视机电源实例2　基于L6563+L6599组成的200W高效LCD电源实例3　基于TEA1504组成的200W电视机电源实例4　基于TEA1610实现的90W谐振式电视机电源实例5　基于UBA2070构成的LCD TV一体化电源实例6　使用VIPer53设计的LCD显示器电源实例7　用ML4800组成的200W LCD TV电源实例8　由FAN7554构成的26in LCD TV电源实例9 　由L6598构成的180W彩电用零电压谐振变换器实例10　基于FSDL0165构成的低成本DVD电源实例11　由TOP233Y构成的35W多路机顶盒电源第三章　适配器电源实例1　基于FAN4803构成的85W适配器实例2　基于ICE3DS01实现待机功耗小于100mW的电源实例3　基于iW2210一次控制模式实现60W适配器电源实例4　基于L6562与UCC38C44构成的120W适配器实例5　基于L6565构成的120W适配器实例6　基于NCP1337实现谐振式60W适配器实例7由ACT30DH构成的15W恒功率型电源实例8　由NCP1050组成的10W适配器实例9　由NCP1200构成的10W电源适配器实例10　由RCC电路组成的13W开关电源实例11　基于UC3845实现超宽输入电压开关电源实例12　基于SG3842GS组成的60W开关电源第四章　充电器电源实例1　基于LNK501构成无Y电容2.75W充电器实例2　基于UC3843构成的80W充电器实例3　由NCP1207构成的60W高精度充电器实例4　由NCP1207构成的脉冲式充电器实例5　由PIC12C671 8位A/D微控制器构成的600W充电器实例6　由L6598构成的240W谐振式充电器第五章　工业与PC电源实例1　基于ICE28765P组成的240W多路输出电源实例2　基于IRIS4015构成的150W开放式电源实例3　基于LM5021构成的50W双路开关电源实例4　基于NCP1012构成的1W双输出转换器实例5　基于PKS606Y组成的打印机电源实例6　基于UCC3895实现高效率、高可靠性300W通信电源实例7　基于UCC28600构成的150W高效绿色电源实例8　用ML4800组成的300W ATX开关电源实例9　由FAN7554构成的150W精密开关电源实例10　由NCP1280构成的300W工业电源实例11　由UC3842A构成的30W通信电源实例12 基于TDA16888构成的200W电源第六章　其他小功率电源实例1 由TOP202Y构成的15w恒功率型电源实例2　由TOP202Y组成的16W截流型开关电源实例3　由TOP221P构成的4W后备式开关电源实例4　由TOP232Y构成的17W双路待机电源第七章　输出功率小于100W的直流-直流电源实例1 基于UC3843A组成高效率低成本直流电源实例2 基于13842构成的15W双路直流电源实例3　基于LM5000实现反激式连续模式电源的设计实例4　基于LM5032实现双隔行扫描直流转换器实例5　基于LT3825构成40W同步反激式无光耦转换器实例6　基于NCP1031构成的2.5W超宽输入双路输出电源实例7　基于：NCP1031实现6.5W POE直流一直流转换器实例8　基于NCP1216A实现36W单端正激直流转换器实例9　基于SG3525A构成50W高压输出直流转换电源实例10　基于STSR2构成的20W同步整流直流转换电源实例11 基于UCC2540实现双整流输出直流转换器实例12　由FS6X1220RT组成的24W反激式通信电源实例13 由RCC电路组成的低压多路输出直流转换电源实例14　由SG3525A构成的60W直流变换器实例15　由UC3843A组成的20W正激式通信电源第八章　输出功率大于100W的直流直流电源实例1　基于SG3525A组成200W倍流同步整流电路实例2　保护功能完善的120W高效直流变换器实例3　基于FAN7554构成的216W电源实例4　基于IR2086构成的330W高效直流转换器实例5　基于LM5041实现125W级联推挽同步整流电路实例6　基于LT1952实现100W正激同步整流电路实例7　基于MAXS069A构成的高效直流转换器实例8　基于NCP1560实现100W直流转换电源实例9　基于SG3525A构成的130W高效直流变换器实例10　基于全桥硬开关组成的160W高可靠性电源参考文献

可以看看这本书，讲的很细致，老外的作品，精通开关电源设计（中文版）